王德玉， 秘錫鴻， 傅超偉， 胡 挺， 趙清林

(燕山大學(xué)電氣工程學(xué)院， 河北 秦皇島 066004)

1 引言

隨著國家十四五規(guī)劃的提出，新能源汽車將迎來長足的發(fā)展[1-4]。無線電能傳輸(Wireless Power Transfer，WPT)技術(shù)應(yīng)用于電動車輛充電不僅可以避免傳統(tǒng)接觸式充電因用電設(shè)備反復(fù)插拔摩擦造成的磨損、電火花以及輸電線路老化帶來的安全隱患[5]，還可以和自動駕駛技術(shù)相結(jié)合，進(jìn)一步提高汽車系統(tǒng)的智能化以及自動化程度。目前，動力電池的性能是限制電動車輛推廣的重要因素。電池的充電需求包括充電方式、充電結(jié)束電壓、充電電流等。由于電池在充電過程中電壓變化范圍較大，電池等效電阻不斷增大，因此宜采用先恒流再恒壓的充電方式[6-8]，并盡量減少電流、電壓波動。目前關(guān)于WPT系統(tǒng)恒流/恒壓輸出的研究大致分為兩類：第一類采用閉環(huán)控制，通過改變直流母線電壓[9]、逆變器移相角[10]或補償電感值[11]來實現(xiàn)輸出電流或電壓恒定。這類方法都需要輔以實時的無線通信環(huán)節(jié)，根據(jù)誤差信息和控制算法來調(diào)節(jié)被控量，增加了控制復(fù)雜程度。并且由于存在時延及通信可靠性問題，不適用于高頻工作的WPT系統(tǒng)[12]；第二類是利用補償網(wǎng)絡(luò)的自身特性，通過改變補償網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)或參數(shù)、調(diào)整工作頻率點來實現(xiàn)系統(tǒng)的恒流或恒壓輸出。文獻(xiàn)[13]采用雙邊LCC拓?fù)洌ㄟ^在較窄的頻率變化范圍內(nèi)調(diào)頻，實現(xiàn)了恒流/恒壓輸出，但該方法未能在充電的全過程中維持零相位角(Zero Phase Angle，ZPA)狀態(tài)，導(dǎo)致系統(tǒng)在恒壓充電過程中無功損耗較多。文獻(xiàn)[14]提出兩種混合拓?fù)?S/P-S和S/P-P)用于電池恒流/恒壓充電，但都需輔以三組切換開關(guān)來改變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提高了成本和控制復(fù)雜性。文獻(xiàn)[15,16]分別改進(jìn)了發(fā)射端補償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)或結(jié)構(gòu)，達(dá)到優(yōu)化系統(tǒng)輸出特性的目的，但都需要配備無線通信環(huán)節(jié)。為了避免對實時通信的依賴，文獻(xiàn)[17]提出一種接收端變結(jié)構(gòu)的F-F/T復(fù)合拓?fù)渚W(wǎng)絡(luò)，來滿足電池恒流/恒壓充電需求，然而該方法所用無源元件和輔助開關(guān)數(shù)量較多。文獻(xiàn)[18]通過在接收端調(diào)整補償參數(shù)來減少輔助開關(guān)的數(shù)量，但由于未能實現(xiàn)ZPA特性，系統(tǒng)無功損耗降低了整體效率。上述變結(jié)構(gòu)控制，通常是利用輔助開關(guān)完成補償結(jié)構(gòu)或參數(shù)的改變，需要特別注意模式硬切換引起的能量沖擊可能會造成功率器件的燒毀。文獻(xiàn)[15-18]均未給出這一方面的進(jìn)一步說明，而文獻(xiàn)[19]針對這一典型問題分別提出了軟件和硬件保護(hù)措施，但軟件保護(hù)措施需要無線通信環(huán)節(jié)且增加了停機工序。而硬件保護(hù)措施則需要額外的開關(guān)和泄能電阻，增加了系統(tǒng)成本。

綜上所述，變結(jié)構(gòu)控制在實現(xiàn)恒流/恒壓輸出特性的同時，應(yīng)盡量減少輔助開關(guān)的數(shù)量和切換暫態(tài)沖擊引起的電應(yīng)力，并最大程度降低系統(tǒng)無功損耗，這是目前該項技術(shù)面臨的挑戰(zhàn)。本文在雙邊LCC補償網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)上，研究一種接收端網(wǎng)絡(luò)變結(jié)構(gòu)拓?fù)?，通過附加一個補償電容和兩組雙向開關(guān)，實現(xiàn)不同補償結(jié)構(gòu)配置，從而在改變系統(tǒng)輸出特性的同時，減少無功損耗。該工作簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和控制難度，使系統(tǒng)擺脫了對通信的依賴。所設(shè)計的切換開關(guān)控制策略能夠避免暫態(tài)沖擊，提高了系統(tǒng)運行可靠性，對推動WPT用于電動車輛動力電池的充電具有積極意義。

2 WPT變結(jié)構(gòu)補償原理分析

圖1為本文提出的WPT系統(tǒng)LCC-LCC/S變結(jié)構(gòu)補償網(wǎng)絡(luò)原理圖。其中，Uin為輸入直流源；uo和io分別為動力電池等效負(fù)載電阻Ro端電壓和電流；Co為輸出濾波電容；uAB為Q1～Q4逆變橋產(chǎn)生的高頻方波電壓；ip和is分別為發(fā)射和接收線圈電流；VD1～VD4構(gòu)成整流電路，其輸入電壓為uab；iL1和iL2分別為發(fā)射端串聯(lián)補償電感L1和接收端串聯(lián)補償電感L2的電流；iC2為接收端并聯(lián)補償電容C2的電流；Lp為發(fā)射線圈自感；Ls為接收線圈自感；M為松耦合變壓器的互感；C1和Cp分別為發(fā)射端并聯(lián)和串聯(lián)補償電容；Cs1和Cs2分別為接收端串聯(lián)補償電容。

圖1 LCC-LCC/S型變結(jié)構(gòu)補償WPT系統(tǒng)Fig.1 LCC-LCC/S configurable compensation based WPT system

在圖1所示的補償網(wǎng)絡(luò)中，由L1、C1和Cp構(gòu)成了發(fā)射端的“LCC”補償結(jié)構(gòu)。在接收端，作為模式切換控制開關(guān)，S1由MOS管K1、K2反向串聯(lián)構(gòu)成，S2由MOS管K3、K4反向串聯(lián)構(gòu)成。當(dāng)S1、S2均閉合時，由L2、C2和Cs1構(gòu)成“LCC”，此時的發(fā)射-接收補償網(wǎng)絡(luò)可等效為LCC-LCC結(jié)構(gòu)。當(dāng)S1、S2均斷開時，L2、Cs1、Cs2形成串聯(lián)(S)結(jié)構(gòu)，使補償網(wǎng)絡(luò)變?yōu)長CC-S結(jié)構(gòu)。通過控制開關(guān)S1、S2的通斷，可使WPT實現(xiàn)恒流輸出與恒壓輸出模式的切換。

2.1 LCC-LCC補償網(wǎng)絡(luò)原理分析

圖2 LCC-LCC補償網(wǎng)絡(luò)等效電路Fig.2 LCC-LCC equivalent compensation network

逆變器采用180°控制方式，并將其工作頻率f對應(yīng)的角頻率ω=2πf設(shè)定在LCC-LCC網(wǎng)絡(luò)的固有諧振角頻率ωs處，即ω=ωs，ωs為：

(1)

工作在諧振狀態(tài)下的接收端輸入阻抗Zs可表示為：

(2)

將接收端折算到發(fā)射端的反射阻抗用Zr表示，可得：

(3)

發(fā)射端在諧振頻率點處的輸入阻抗Zin可表示為：

(4)

(5)

(6)

2.2 LCC-S型補償網(wǎng)絡(luò)原理分析

斷開S1、S2構(gòu)成的LCC-S補償網(wǎng)絡(luò)如圖3所示。假設(shè)接收端補償網(wǎng)絡(luò)滿足：[1/(jωsCs1)]+[1/(jωsCs2)]+jωsL2=1/(jωsCs)，配置Cs參數(shù)，使其滿足式(7)所示：

圖3 LCC-S型補償網(wǎng)絡(luò)等效電路Fig.3 LCC-S equivalent compensation network

(7)

則接收端的輸入阻抗Zs為：

(8)

將接收端折算到發(fā)射端的反射阻抗用Zr表示為：

(9)

發(fā)射端的輸入阻抗Zin為：

(10)

與LCC-LCC補償網(wǎng)絡(luò)相同，LCC-S補償網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗為阻性，保持了逆變器的ZPA特性。

(11)

(12)

綜上，LCC-LCC/S型變結(jié)構(gòu)補償網(wǎng)絡(luò)，僅需定寬定頻控制即可實現(xiàn)系統(tǒng)的恒流-恒壓輸出，不依賴于反饋量，避免了對無線通信的依賴。

2.3 模式切換控制策略

在WPT系統(tǒng)實現(xiàn)恒流-恒壓模式切換的暫態(tài)過程中，假設(shè)構(gòu)成S1的K1、K2和構(gòu)成S2的K3、K4分別采用相同的控制邏輯，則直接關(guān)斷S1，電流可以流過Cs2并聯(lián)支路，由于該電容對電壓的鉗位作用，S1基本不受沖擊。不同的是，若S2采用硬關(guān)斷，將造成接收端電感L2上的電流突變(強行使is和iL2變?yōu)橥幌辔?，產(chǎn)生的電壓應(yīng)力會威脅S2工作安全。圖4給出了在關(guān)斷過程中，K3、K4的驅(qū)動電壓uK3、uK4及接收線圈電流is、電感L2電流iL2、電容C2電流iC2的仿真波形。

圖4 S2硬關(guān)斷的暫態(tài)仿真波形Fig.4 Simulated waveforms under hard switching of S2

針對S2關(guān)斷問題，本文設(shè)計了一種開關(guān)切換時序優(yōu)化控制策略，其仿真波形如圖5所示。通過檢測S2上電流流向，在諧振電流正向流經(jīng)S2(iC2>0)的過程中關(guān)斷K4，K4體二極管導(dǎo)通，使S2變成單向可控開關(guān)；再經(jīng)過半個諧振周期的延遲，當(dāng)S2電流諧振至反向(iC2<0)時，已被K4反向截止，此刻關(guān)斷K3，則S2徹底關(guān)斷，迫使C2退出網(wǎng)絡(luò)，使is同iL2形成同一環(huán)路，即可實現(xiàn)模式的平滑過渡。

圖5 時序切換仿真波形Fig.5 Simulated waveforms under proposed switching order

3 實驗

為了驗證控制策略的正確性，本文針對電動車輛用96 V/100 A·h大功率鋰電池進(jìn)行儲能實驗，搭建1 kW實驗平臺，利用功率電阻模擬蓄電池充電任務(wù)。充電過程設(shè)定為：首先起動恒流充電；在電壓達(dá)到閾值105 V后，通過模式切換轉(zhuǎn)為恒壓充電。其恒壓階段標(biāo)稱電壓96 V(實驗中輸出電壓變化范圍取為38～107 V)，恒流階段快充電流容量10 A。實驗過程中，逆變器始終工作在f=85 kHz的開環(huán)控制下，樣機主要參數(shù)見表1。

表1 主要實驗參數(shù)Tab.1 Key experimental parameters

圖6～圖9給出了恒流充電模式下的開關(guān)Q2驅(qū)動電壓ugs、漏源電壓uds、補償網(wǎng)絡(luò)輸入電流iL1、發(fā)射線圈電流ip、接收線圈電流is、接收端橋臂中點電壓uab、整流橋輸入電流iL2的波形。當(dāng)負(fù)載Ro在3.5～10 Ω范圍內(nèi)變化時，充電電流在10.9～10.5 A范圍內(nèi)基本保持恒定。由于方波中含有基波外的諧波，逆變電流滯后uAB電壓，有利于逆變器實現(xiàn)ZVS。

圖6 恒流模式下的發(fā)射端主要實驗波形(Ro=3.5 Ω)Fig.6 Key experimental waveforms of transmitter-side in constant current output mode with Ro=3.5 Ω

圖7 恒流模式下的接收端主要實驗波形(Ro=3.5 Ω)Fig.7 Key experimental waveforms of receiver-side in constant current output mode with Ro=3.5 Ω

圖8 恒流模式下的發(fā)射端主要實驗波形(Ro=10 Ω)Fig.8 Key experimental waveforms of transmitter-side in constant current output mode with Ro=10 Ω

圖9 恒流模式下的接收端主要實驗波形(Ro=10 Ω)Fig.9 Key experimental waveforms of receiver-side in constant current output mode with Ro=10 Ω

圖10和圖11所示為基于LCC-S補償?shù)暮銐耗Ｊ较履孀兤鬏敵鲭妷簎AB、補償網(wǎng)絡(luò)輸入電流iL1、整流橋中點電壓uab、接收線圈電流is的波形。圖10中負(fù)載Ro=10 Ω，輸出電壓為104.3 V；圖11中負(fù)載電阻Ro=34.2 Ω，輸出電壓增大到107.2 V，基本可認(rèn)定在該階段內(nèi)的電壓在負(fù)載擾動作用下能夠保持恒定。同樣地，逆變器實現(xiàn)了ZVS。

圖10 恒壓模式下的主要實驗波形(Ro=10 Ω)Fig.10 Key experimental waveforms in constant voltage output mode with Ro=10 Ω

圖11 恒壓模式下的主要實驗波形(Ro=34.2 Ω)Fig.11 Key experimental waveforms in constant voltage output mode with Ro=34.2 Ω

圖12、圖13和圖14所示為負(fù)載阻抗Ro=10 Ω時，系統(tǒng)從恒流切換到恒壓階段過程中，雙向開關(guān)的驅(qū)動電壓uK3與uK4、S2導(dǎo)通電流iC2、發(fā)射線圈電流ip、接收線圈電流is、輸出電壓uo、輸出電流io的波形。由圖14可見，切換過程中，開關(guān)動作所引起的電池電壓振蕩較小，驗證了本文提出開關(guān)時序控制策略的可行性，表明WPT系統(tǒng)可以從恒流模式平滑切換到恒壓模式。

圖12 模式切換暫態(tài)過程中ip和uK4波形Fig.12 Experimental waveforms of ip and uK4 during mode switching transient process

圖13 模式切換暫態(tài)過程中is、iC2和uK4波形Fig.13 Experimental waveforms of is, iC2 and uK4 during mode switching transient process

圖14 模式切換暫態(tài)過程中的uo、io、uK3和uK4波形Fig.14 Experimental waveforms of uo, io, uK3 and uK4 during mode switching transient process

圖15為開環(huán)控制條件下，變化Ro對系統(tǒng)輸出電流、電壓的影響曲線?？紤]到有源器件管壓降和線圈渦流損耗的變化，實驗中輸出電壓、電流與理論設(shè)定存在一定偏差。恒流階段，隨著充電電壓的升高，輸出功率逐漸增大，并最終在到達(dá)uo的閾值105 V時提供額定1.1 kW，測得的穩(wěn)態(tài)電流波動率小于3.7%；進(jìn)入恒壓階段，負(fù)載從最大功率1 086 W降至336 W，相應(yīng)的穩(wěn)態(tài)電壓變化率小于2.7%。

圖15 負(fù)載變化對輸出電流和輸出電壓的影響Fig.15 System output current and voltage curve under different loads

圖16為負(fù)載擾動對系統(tǒng)效率的影響曲線。恒流階段下系統(tǒng)最高效率η為87%；在恒壓階段，隨著Ro的增加，輸出功率逐漸降低。因此，在額定1.1 kW條件下，輸出電壓為105 V時，對應(yīng)有系統(tǒng)效率最高值89.6%?？紤]到恒壓階段的雙向開關(guān)S1、S2均處于關(guān)斷狀態(tài)，無導(dǎo)通損耗，因此該階段的效率相比恒流階段有所提高。

圖16 不同負(fù)載下系統(tǒng)效率曲線Fig.16 System efficiency curve under different loads

4 結(jié)論

本文針對電動車輛動力電池充電用WPT系統(tǒng)的一種LCC-LCC/S型變結(jié)構(gòu)補償網(wǎng)絡(luò)及其模式切換策略進(jìn)行了分析與設(shè)計，通過優(yōu)化開關(guān)切換時序，避免了能量沖擊對器件工作可靠性的影響。建立了一臺功率等級為1 kW的實驗樣機，通過實驗驗證可得：在負(fù)載大范圍變化的恒流充電階段，系統(tǒng)輸出電流波動僅為3.67%，最高傳輸效率為87%；在恒壓充電階段，輸出電壓波動僅為2.7%，最高能量傳輸效率為89.6%。整個過程中電阻的變化范圍為3.5～35 Ω，利用開環(huán)控制基本實現(xiàn)了恒流-恒壓輸出，與理論分析相吻合。此外，在雙向開關(guān)切換過程中，系統(tǒng)的暫態(tài)振蕩小，無明顯沖擊。本系統(tǒng)只考慮了恒流到恒壓模式的切換，后續(xù)工作還將研究恒流、恒壓兩種模式的自由切換。