苑國鋒 沈 陽

基于開關(guān)時刻修正的多模式調(diào)制切換策略

苑國鋒1,2沈 陽1

（1. 北方工業(yè)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院 北京 100144 2. 變頻技術(shù)北京市工程研究中心 北京 100144）

電力牽引傳動系統(tǒng)通常采用多模式調(diào)制策略。為了解決調(diào)制模式之間切換產(chǎn)生的電流和轉(zhuǎn)矩沖擊問題，該文對調(diào)制模式切換引起的定子磁鏈偏差進(jìn)行研究，提出一種通用多模式調(diào)制切換策略。該策略通過分析改變開關(guān)時刻對兩相靜止坐標(biāo)系下定子磁鏈的影響，計算出各相開關(guān)時刻的補(bǔ)償幅度對定子磁鏈偏差進(jìn)行補(bǔ)償，從而實現(xiàn)多模式調(diào)制的平滑切換。該策略直接對定子磁鏈偏差進(jìn)行補(bǔ)償，不受具體調(diào)制方式和電機(jī)參數(shù)約束，可實現(xiàn)任意時刻無沖擊切換。仿真和實驗驗證了定子磁鏈偏差補(bǔ)償策略的通用性和有效性。

多模式調(diào)制 轉(zhuǎn)矩沖擊 切換方法 定子磁鏈偏差 開關(guān)時刻修正

0 引言

電力牽引傳動系統(tǒng)具有電壓高、功率和電流大的特點，同時受到散熱系統(tǒng)體積的限制，目前使用的牽引變流器的開關(guān)頻率只有幾百赫茲[1-5]。這對逆變器的脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation, PWM）方法提出了更高的要求。具體表現(xiàn)為以下兩點：①電力機(jī)車在運(yùn)行過程中速度范圍較寬，這將導(dǎo)致載波比大幅度變化，因此需要采用多種不同的調(diào)制方法以滿足不同運(yùn)行速度的要求；②需要實現(xiàn)不同的調(diào)制模式之間或者相同調(diào)制模式不同載波比之間的平滑切換，保證系統(tǒng)的平穩(wěn)運(yùn)行。

對于低載波比工況的調(diào)制模式，國內(nèi)外學(xué)者已進(jìn)行了大量的研究，提出了多種PWM理論及實現(xiàn)方法，并進(jìn)行了優(yōu)化，包括同步空間矢量PWM（Synchronized Space Vector PWM, SS-VPWM）、特定諧波消除PWM（Selected Harmonic Eliminated PWM, SHEPWM）和電流諧波最小PWM （Current Harmonic Minimum PWM, CHMPWM）等。實際應(yīng)用中，根據(jù)各種調(diào)制方法的優(yōu)缺點，采用多模式PWM方法。同時為確保系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行，需要通過特定的切換策略保證系統(tǒng)在不同調(diào)制模式之間平滑過渡。

文獻(xiàn)[6]提出一種SHEPWM的三相同步切換的策略，通過分析不同脈沖數(shù)的電流諧波特性，選擇諧波沖擊最小的點進(jìn)行三相同步切換，但不同切換過程的電流諧波特性均不相同，分析相對復(fù)雜。文獻(xiàn)[7-8]分別提出了基于電機(jī)定子磁鏈的SHEPWM和CHMPWM切換策略，通過圖解法分析切換前后定子磁鏈軌跡，選擇最接近兩個磁鏈軌跡交點的位置進(jìn)行切換，實現(xiàn)簡單，但圖解法只是從宏觀上近似地判斷最優(yōu)切換點，并沒有對具體的切換點性能進(jìn)行分析。文獻(xiàn)[9]提出一種通用的多模式調(diào)制策略切換方法，通過對比不同PWM策略的諧波磁鏈特性，選擇定子磁鏈幅值和相位偏差最小點進(jìn)行切換，該策略具備較好的通用性。上述文獻(xiàn)均采用離線計算選擇最優(yōu)切換點的方法進(jìn)行脈沖模式切換，在實際應(yīng)用過程中存在以下局限性：①離線計算的固定切換點對應(yīng)著固定的電壓基波相位，若切換瞬間的電壓指令不在最優(yōu)切換點時刻，則需要等待最優(yōu)切換點時刻才可進(jìn)行切換；②即使是在最優(yōu)切換點時刻定子磁鏈仍可能存在較小偏差，如果不進(jìn)行合適的補(bǔ)償，會使得模式切換后定子磁鏈軌跡在一定程度上偏離穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩和電流沖擊。

本文對調(diào)制模式切換引起定子磁鏈偏差的過程進(jìn)行詳細(xì)分析，提出一種通過改變開關(guān)時刻修正因調(diào)制模式切換引起的定子磁鏈偏差的多模式調(diào)制切換策略。該方法可以改善傳統(tǒng)選擇最優(yōu)切換點方法的性能局限，實現(xiàn)調(diào)制模式在任意時刻無沖擊的切換。該策略不依賴具體的調(diào)制方式和電機(jī)參數(shù)，具有較好的通用性。對本文所提出的切換策略進(jìn)行了仿真和實驗，結(jié)果驗證了該方法的正確性和有效性。

1 多模式調(diào)制切換的定子磁鏈偏差

多模式調(diào)制策略的切換需要保證切換前后不出現(xiàn)電流和轉(zhuǎn)矩的沖擊[10-15]。牽引電機(jī)控制系統(tǒng)中，更為重要的是對輸出轉(zhuǎn)矩的控制。由文獻(xiàn)[9]可知，當(dāng)切換前后電機(jī)轉(zhuǎn)矩平穩(wěn)輸出時，電流不會出現(xiàn)沖擊，因此調(diào)制模式之間平滑切換的目標(biāo)是保證在調(diào)制模式切換前后電機(jī)轉(zhuǎn)矩能夠平穩(wěn)輸出。以異步電機(jī)為例，其轉(zhuǎn)矩輸出表達(dá)式為

若不考慮參數(shù)變化，電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩特性主要由轉(zhuǎn)子磁鏈、定子磁鏈及定轉(zhuǎn)子磁鏈夾角三個因素決定。由于轉(zhuǎn)子時間常數(shù)較大，電機(jī)轉(zhuǎn)子磁鏈可以認(rèn)為是一個理想的圓形，而定子磁鏈則包含不同次數(shù)的諧波，諧波將導(dǎo)致定子磁鏈偏離理想磁鏈圓。定轉(zhuǎn)子磁鏈軌跡如圖1所示。圖1中，異步電機(jī)從靜止加速至方波工況的過程中，轉(zhuǎn)子磁鏈基本保持理想的圓形，而定子磁鏈則出現(xiàn)不同程度的畸變。因此在不考慮參數(shù)變化時，電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩脈動主要取決于定子磁鏈的幅值和相位變化。

圖1 定轉(zhuǎn)子磁鏈軌跡

同步調(diào)制在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行工況下存在與開關(guān)時刻表格相對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化定子磁鏈，電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時電機(jī)定子磁鏈一直沿穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡運(yùn)動，若電機(jī)定子磁鏈偏離穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡，電機(jī)轉(zhuǎn)矩將會出現(xiàn)振蕩[14]。在調(diào)制模式發(fā)生切換過程中，切換時刻更換開關(guān)序列(,)將導(dǎo)致定子磁鏈出現(xiàn)動態(tài)偏差，使得定子磁鏈在切換后無法在穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡運(yùn)行，轉(zhuǎn)矩出現(xiàn)沖擊，其中為調(diào)制度，為對應(yīng)脈沖數(shù)。假設(shè)1為初始時刻，此時調(diào)用的開關(guān)序列為(1)(,1)，上標(biāo)(1)表示調(diào)制模式切換前物理量。電機(jī)定子磁鏈沿(1)(,1)對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡(1) ss()運(yùn)行，下標(biāo)ss代表穩(wěn)態(tài)值，表達(dá)式為

式中，(1)ss為(1)對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)定子電壓；(1) ss(1)為定子磁鏈初值。

若在2時刻發(fā)生調(diào)制模式切換，要求調(diào)用的開關(guān)序列變?yōu)?2)(,2)，上標(biāo)(2)表示調(diào)制模式切換后物理量。調(diào)制模式變化后定子磁鏈表達(dá)式為

式中，(2)ss為(2)(,2)對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)定子電壓；(1) ss(2)為(1) ss()在2的定子磁鏈，是計算(2) s()的初值。對于開關(guān)序列(2)(,2)，同樣具備穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡(2) ss()，其表達(dá)式為

式中，(2)ss(2)為穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡(2) ss()在=2的定子磁鏈。由于(1)(,1)和(2)(,1)所對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化定子磁鏈不相同，即(1) ss(2)≠(2) ss(2)。因此在＞2時，實際定子磁鏈(2) s(2)將偏離切換后穩(wěn)態(tài)優(yōu)化軌跡(2) ss()，產(chǎn)生式（5）所示的動態(tài)定子磁鏈偏差D()。

以三脈沖SHEPWM切換至五脈沖SHEPWM的過程為例進(jìn)行分析，定子磁鏈動態(tài)示意圖如圖2所示。圖2a中虛線為五脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化定子磁鏈軌跡，實線為三脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化定子磁鏈軌跡。

如果三脈沖SHEPWM在圖2a中A點處切換至五脈沖SHEPWM，切換過程電機(jī)定子磁鏈的運(yùn)行軌跡將如圖2b所示，圖中實線為電機(jī)實際運(yùn)行磁鏈軌跡，虛線為五脈沖SHEPWM對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化定子磁鏈軌跡。切換后定子磁鏈的起點為三脈沖SHEPWM在切換瞬間的定子磁鏈A點，B點為五脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡上與A點基波相位相同的定子磁鏈，AB兩點之間存在定子磁鏈偏差。調(diào)制模式切換后，電機(jī)實際定子磁鏈將偏離五脈沖SHEPWM的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡，從而造成轉(zhuǎn)矩和電流沖擊。因此需要對定子磁鏈偏差進(jìn)行補(bǔ)償，保證切換前后的系統(tǒng)在兩種穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡之間平滑過渡。

2 基于開關(guān)時刻修正的定子磁鏈偏差補(bǔ)償策略

對于電機(jī)控制系統(tǒng)，每一個采樣控制周期都會輸出一個參考電壓指令，參考電壓指令對應(yīng)的開關(guān)序列(,)會在下一個采樣周期在逆變器產(chǎn)生作用。當(dāng)忽略定子壓降時，定子電壓的積分等于定子磁鏈，而定子電壓由施加在三相逆變器上的PWM脈沖決定。因此依據(jù)具體的定子磁鏈偏差，提前對開關(guān)時刻進(jìn)行修正，可對調(diào)制模式切換產(chǎn)生的定子磁鏈偏差進(jìn)行補(bǔ)償，使得電機(jī)在切換前后兩種穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡之間平穩(wěn)過渡，實現(xiàn)調(diào)制模式平滑切換的目的。圖3為進(jìn)行定子磁鏈偏差補(bǔ)償?shù)脑砜驁D。

圖3 定子磁鏈偏差補(bǔ)償原理框圖

2.1 定子磁鏈偏差計算

調(diào)制模式切換導(dǎo)致的定子磁鏈偏差的準(zhǔn)確計算是實現(xiàn)定子磁鏈偏差的精確補(bǔ)償?shù)那疤?。根?jù)約束目標(biāo)不同，不同調(diào)制模式對應(yīng)的開關(guān)序列不同，每個開關(guān)序列都存在特定的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡。在電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時，電機(jī)定子磁鏈軌跡按各個開關(guān)序列對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡運(yùn)行。從定子磁鏈的角度考慮，調(diào)制模式切換是兩種穩(wěn)態(tài)優(yōu)化定子磁鏈軌跡之間的過渡過程，因此通過對比切換前后開關(guān)序列(1)(,1)和(2)(,2)對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡在不同基波相位的大小，即可得到定子磁鏈偏差。

首先，依據(jù)電機(jī)定子磁鏈與定子電壓之間的關(guān)系，穩(wěn)態(tài)優(yōu)化定子磁鏈可通過對穩(wěn)態(tài)定子電壓ss進(jìn)行積分得到，其表達(dá)式為

式中，ss(0)為磁鏈初值。根據(jù)定子角頻率和角度的關(guān)系，式（6）可被改寫為

式中，s為定子角頻率；為基波相位。在忽略母線電壓波動時，進(jìn)一步簡化式（7）可得

式中，dc為母線電壓；abc為三相開關(guān)波形，abc可依據(jù)開關(guān)序列(,)進(jìn)行PWM脈沖重構(gòu)得到。由于式（8）所計算的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化定子磁鏈起點為零點，計算結(jié)果存在一個直流偏置，需要減去這個偏置才能得到準(zhǔn)確的穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡。偏置的大小為磁鏈在一個基波周期內(nèi)的均值，其表達(dá)式為

最終可得到穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡的計算公式為

圖4為調(diào)制度為0.987時，五脈沖SHEPWM與三脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡之間的定子磁鏈偏差。從圖4中可知，不同相位處的定子磁鏈偏差大小均不相同，因此還需要特定的補(bǔ)償策略對定子磁鏈偏差進(jìn)行補(bǔ)償。

2.2 定子磁鏈偏差補(bǔ)償策略

為了詳細(xì)闡述定子磁鏈偏差補(bǔ)償?shù)脑砗头椒?，將兩電平逆變器的相關(guān)變量和物理過程進(jìn)行如下定義。

（2）將一個開關(guān)時刻時間調(diào)節(jié)量定義為D。若要提前開關(guān)時刻，即期望電平跳變時刻早于實際電平跳變時刻，則D0。同理，若開關(guān)時刻延遲，期望電平跳變時刻遲于實際電平跳變時刻，則D0。

圖5給出了開關(guān)時刻修正示意圖，根據(jù)電壓積分方程可知，延長高電平持續(xù)時間可增大定子磁鏈，減小高電平持續(xù)時間，減小定子磁鏈[14]。圖中Ⅰ區(qū)域與Ⅳ區(qū)域所示開關(guān)跳變相對于原始PWM波形延長了高電平持續(xù)時間，能夠增大定子磁鏈；Ⅱ區(qū)域與Ⅲ區(qū)域所示開關(guān)跳變相對于原始PWM減小了高電平持續(xù)時間，能夠減小定子磁鏈。通過控制開關(guān)時刻的修正大小，改變電壓伏秒積，可補(bǔ)償調(diào)制模式切換導(dǎo)致的定子磁鏈偏差。圖5中s表示一個采樣周期持續(xù)時間，采樣周期時間大小為可修正開關(guān)時刻的范圍，圖中加減號對應(yīng)表示磁鏈增加與減小。

圖5 開關(guān)時刻修正示意圖

在需要增大定子磁鏈時，若該采樣周期電平由低變高1（如圖5中Ⅰ區(qū)域所示），則應(yīng)提前電平跳變，即D＞0，延長高電平持續(xù)時間，圖5中加號表示磁鏈增大；若電平由高變低-1（如圖5中Ⅳ區(qū)域所示），則應(yīng)延遲電平跳變，即D＜0。在需要減小定子磁鏈時，若該采樣周期電平由高變低-1（如圖5中Ⅱ區(qū)域所示），則應(yīng)提前電平跳變時刻，即D＞0，縮短高電平持續(xù)時間，圖中減號表示磁鏈減?。蝗綦娖接傻妥兏?（如圖5中Ⅲ區(qū)域所示），則應(yīng)延遲電平跳變時刻，即D＜0?？偨Y(jié)可得不同情況開關(guān)時刻修正策略為

根據(jù)兩電平逆變器的規(guī)律，表示逆變器三相橋臂開關(guān)狀態(tài)，A、B、C分別對應(yīng)A、B、C三相。若上橋臂導(dǎo)通，則1，若下橋臂導(dǎo)通，則0。逆變器在兩相靜止ab坐標(biāo)系下電壓與橋臂開關(guān)狀態(tài)的關(guān)系為

式中，a、b分別為a、b軸電壓。

ab兩相靜止坐標(biāo)系下定子磁鏈s表達(dá)式為

2.3 開關(guān)時刻修正幅度計算

根據(jù)上述定子磁鏈偏差補(bǔ)償步驟建立以下三種磁鏈偏差補(bǔ)償原則，對具體開關(guān)時刻修正幅度進(jìn)行詳細(xì)計算，不同情況的磁鏈偏差補(bǔ)償過程如圖6所示，D()的下標(biāo)用來區(qū)分不同情況的磁鏈偏差。

圖6 誤差修正原則示意圖

上述公式計算的開關(guān)時刻修正幅度均滿足不引入新的磁鏈偏差原則，并且此方法只用對兩相開關(guān)時刻進(jìn)行修正，簡化了定子磁鏈偏差補(bǔ)償?shù)倪^程。

3 仿真與實驗

為了驗證定子磁鏈偏差補(bǔ)償方法的正確性和合理性，本文通過Matlab/Simulink對該切換策略進(jìn)行仿真，并通過實驗進(jìn)行驗證。仿真和實驗的電機(jī)參數(shù)見表1。

表1 電機(jī)參數(shù)

Tab.1 Motor parameter

3.1 相同調(diào)制模式不同脈沖數(shù)之間切換仿真結(jié)果

以五脈沖SHEPWM切換至三脈沖SHEPWM的切換過程為例進(jìn)行仿真分析。圖7a為未進(jìn)行開關(guān)時刻修正時，五脈沖SHEPWM切換至三脈沖SHEPWM磁鏈軌跡動態(tài)過程圖。

傳統(tǒng)方法選擇磁鏈偏差最小的優(yōu)化切換點，如在圖7a中的A點進(jìn)行切換。若在任意點實現(xiàn)切換，例如圖7a中A點進(jìn)行切換，A點位于五脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡上，B點為三脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡上與A點基波相位相同的定子磁鏈，AB兩點之間存在明顯的磁鏈偏差。從圖7a中可以看出，切換后電機(jī)實際定子磁鏈軌跡偏離了三脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡，將造成轉(zhuǎn)矩和電流沖擊。在A點切換電機(jī)轉(zhuǎn)矩和電流波形如圖7b所示，切換過程出現(xiàn)了9.8A的電流沖擊和28N·m轉(zhuǎn)矩沖擊；調(diào)制模式在19.93s進(jìn)行切換，約兩個基波周期后在19.97s電機(jī)恢復(fù)穩(wěn)態(tài)，時間較長。

圖7 未補(bǔ)償切換輸出特性

圖8 定子磁鏈偏差補(bǔ)償示意圖

依據(jù)計算所得的Da和Db，提前更改PWM模塊的輸出脈沖，對定子磁鏈偏差進(jìn)行補(bǔ)償。施加補(bǔ)償后磁鏈軌跡如圖9a所示，切換后電機(jī)定子磁鏈軌跡快速恢復(fù)三脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡運(yùn)行，定子磁鏈在兩種穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡間平滑過渡。施加補(bǔ)償?shù)霓D(zhuǎn)矩和電流波形如圖9b所示，調(diào)制模式切換過程未產(chǎn)生明顯電流沖擊和轉(zhuǎn)矩沖擊，系統(tǒng)在切換后一個采樣周期即恢復(fù)穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。

圖9 補(bǔ)償后切換輸出特性

3.2 不同調(diào)制模式不同脈沖數(shù)之間切換仿真結(jié)果

切換前后兩種調(diào)制模式不同時，由于兩種調(diào)制模式的優(yōu)化目標(biāo)不同，電流諧波含量區(qū)別較大，產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩沖擊和電流沖擊將更明顯。以CHMPWM與SHEPWM之間的切換為例進(jìn)行分析。

圖10為七脈沖CHMPWM切換至五脈沖SHEPWM的動態(tài)磁鏈過程圖，切換點A位于七脈沖CHMPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡上，B點為五脈沖SHEPWM穩(wěn)態(tài)優(yōu)化磁鏈軌跡上與A點基波相位相同的點，AB兩點之間存在明顯磁鏈偏差。

圖10 切換過程定子磁鏈動態(tài)示意圖

圖11 定子磁鏈偏差補(bǔ)償示意圖

圖12a為未施加補(bǔ)償時七脈沖CHMPWM在A點切換至五脈沖SHEPWM的轉(zhuǎn)矩和電流波形，調(diào)制模式切換過程相電流沖擊為13.4A，轉(zhuǎn)矩沖擊為54.6N·m，電流和轉(zhuǎn)矩沖擊均較大。依據(jù)計算所得Da和Db，對定子磁鏈偏差進(jìn)行補(bǔ)償。施加補(bǔ)償后轉(zhuǎn)矩電流波形如圖12b所示，切換過程轉(zhuǎn)矩和電流未產(chǎn)生任何沖擊，系統(tǒng)在切換后一個采樣周期即恢復(fù)穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。

3.3 實驗結(jié)果

本文實驗所用平臺通過電機(jī)與飛輪相連模擬機(jī)車牽引大慣量負(fù)載工況，實驗平臺如圖13所示，實驗電機(jī)所用電機(jī)參數(shù)見表1。

圖13 牽引實驗平臺

牽引電機(jī)采用轉(zhuǎn)速控制模式，給定轉(zhuǎn)子磁鏈的幅值為0.987 6Wb，轉(zhuǎn)速指令通過斜坡給定，轉(zhuǎn)速斜坡每秒升速為75.65r/min，實際對應(yīng)的轉(zhuǎn)矩大小為38.5N·m，電機(jī)從靜止開始加速，在全速度范圍調(diào)制策略如圖14所示，當(dāng)電機(jī)輸出的頻率低于20Hz 時采用異步SVPWM調(diào)制策略；在20Hz和30Hz之間采用15脈沖同步SVPWM調(diào)制策略；在大于30Hz時采用SHEPWM調(diào)制策略，由11脈沖SHEPWM逐漸減小脈沖數(shù)量，直至過渡方波。

圖14 全速度范圍調(diào)制策略

未施加補(bǔ)償時，五脈沖SHEPWM切換至三脈沖SHEPWM的實驗波形如圖15a所示，切換過程的峰值電流為55.1A，切換過程產(chǎn)生了12.8A的電流沖擊；施加補(bǔ)償后，五脈沖SHEPWM切換至三脈沖SHEPWM的實驗波形如圖15b所示，峰值電流為44.3A，切換過程產(chǎn)生的電流沖擊為2.6A。相對于未加補(bǔ)償?shù)碾娏魈匦裕娏鳑_擊縮小了5倍，定子磁鏈偏差補(bǔ)償策略的效果較為明顯。

為了驗證基于開關(guān)時刻修正的多模式調(diào)制切換策略的通用性，對不同調(diào)制模式之間的切換過程進(jìn)行實驗驗證。全速度范圍其他不同切換過程實驗結(jié)果如圖15所示，圖15c為15脈沖同步SVPWM切換至11脈沖SHEPWM的電壓電流波形，圖15d為11脈沖SHEPWM切換至七脈沖SHEPWM的電壓電流波形，圖15e為七脈沖SHEPWM切換至五脈沖SHEPWM的電壓電流波形。

從以上實驗結(jié)果可知，不同調(diào)制模式、相同調(diào)制模式不同脈沖數(shù)之間切換均不會產(chǎn)生電流沖擊，在進(jìn)行開關(guān)時刻修正后進(jìn)行切換，不同調(diào)制模式之間均能實現(xiàn)平滑過渡。實驗結(jié)果驗證了開關(guān)時刻修正策略的通用性和有效性。

4 結(jié)論

牽引傳動系統(tǒng)在全速度范圍內(nèi)運(yùn)行時通常采用多種調(diào)制模式混合的方式，調(diào)制模式切換會產(chǎn)生電流和轉(zhuǎn)矩沖擊問題。本文對調(diào)制模式切換引起定子磁鏈偏差的過程進(jìn)行詳細(xì)分析，提出了一種通過改變開關(guān)時刻修正因調(diào)制模式切換引起的定子磁鏈偏差的多模式調(diào)制切換策略。該策略在兩相靜止坐標(biāo)系中對定子磁鏈偏差補(bǔ)償，依據(jù)具體定子磁鏈偏差特性，計算出各相開關(guān)時刻修正大小，僅需對兩相開關(guān)時刻進(jìn)行修正即可實現(xiàn)對定子磁鏈偏差的完全補(bǔ)償。該策略可以改善傳統(tǒng)選擇最優(yōu)切換點方法的局限性，實現(xiàn)調(diào)制模式在任意時刻無沖擊切換。該策略不受具體調(diào)制模式和電機(jī)參數(shù)約束，具備較好通用性。仿真和實驗驗證了切換策略的有效性和通用性。

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Multi-Mode Modulation Switching Strategy Based on Switch Time Correction

Yuan Guofeng1,2Shen Yang1

（1. Academy of Electrical and Control Engineering North China University of Technology Beijing 100144 China 2. Inverter Technologies Engineering Research Center of Beijing Beijing 100144 China）

Multi-mode modulation strategy is usually used in electric traction drive system. In order to solve the problem of current and torque impact caused by switching between modulation modes, this paper studies the stator flux deviation caused by switching modulation modes, and proposes a general multi-mode modulation switching strategy. By analyzing the influence of changing the switching time on the stator flux linkage in two-phase static coordinate system, the compensation amplitude of each phase switching time is calculated to compensate the stator flux linkage deviation, so as to realize the smooth switching of multi-mode modulation. The strategy compensates the stator flux deviation directly, and it is not constrained by the specific modulation mode and motor parameters, so it can achieve no impact switching at any time. The simulation and experiment verify the generality and effectiveness of the stator flux deviation compensation strategy.

Multi-mode modulation, torque impact, switching strategy, stator flux deviation, switch time correction

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210084

TM464

北方工業(yè)大學(xué)毓優(yōu)人才計劃資助項目（107051360021XN083/043）。

2021-01-17

2021-08-18

苑國鋒 男，1979年生，博士，高級工程師，研究方向為電力機(jī)車牽引控制、風(fēng)力電機(jī)控制。E-mail：ygf@ncut.edu.cn（通信作者）

沈 陽 男，1996年生，碩士研究生，研究方向為電力機(jī)車牽引脈寬調(diào)制技術(shù)。E-mail：243772901@qq.com

（編輯 赫蕾）