黃和平 顧章平 鄭建 陳曉琳

（1.浙江正泰儀器儀表有限責(zé)任公司 2.上海正泰電源系統(tǒng)有限公司）

0 引言

隨著國家能源革命戰(zhàn)略“雙碳”目標(biāo)的推進(jìn)，建設(shè)以集中式新能源場站和分布式微網(wǎng)，作為骨干網(wǎng)架的新能源互聯(lián)網(wǎng)系統(tǒng)融合發(fā)展的重要方向。將對綜合能源互聯(lián)系統(tǒng)的新型生態(tài)架構(gòu)產(chǎn)生深遠(yuǎn)影響［1－3］。

作為集中式新能源場站的核心部件，一站式智能兆瓦箱系統(tǒng)高比例友好大規(guī)模接入電網(wǎng)，風(fēng)光火發(fā)電電力系統(tǒng)的電力電子化特征裝備相互作用、學(xué)術(shù)作者羅干等從并網(wǎng)頻率μs－ms－s的弱同步電網(wǎng)（見圖1），在研究的文獻(xiàn)［4－7］中討論新能源接入電網(wǎng)引發(fā)的寬頻帶震蕩和系統(tǒng)不穩(wěn)定問題，阻抗的測量和方法；文獻(xiàn)［8］中討論基于LCL濾波的并網(wǎng)逆變器的有源和無源阻尼控制方法；文獻(xiàn)［9］中討論基于LLC濾波的并網(wǎng)逆變器諧振變換器；專利文獻(xiàn)［10］中討論一種適用于LCL型并網(wǎng)逆變器的組合濾波前饋控制方法；專利文獻(xiàn)［11］中討論一種電網(wǎng)參數(shù)在線識別的并網(wǎng)逆變器諧振智能抑制方法；專利文獻(xiàn)［12］中討論多重化逆變器及有源電力濾波系統(tǒng)；專利文獻(xiàn)［13］中討論基于LCL濾波器的雙向直流變換器的控制裝置和方法；專利文獻(xiàn)［14］中討論有源阻尼LCL濾波器、有源阻尼控制裝置、方法和系統(tǒng)；以上技術(shù)在實際應(yīng)用中存在以下問題。

1 新能源大比例接入市電網(wǎng)造成寬頻帶振蕩安全問題機(jī)理分析

一站式智能兆瓦箱系統(tǒng)高比例友好大規(guī)模接入電網(wǎng)，隨著光伏新能源在電網(wǎng)接入的比例接近接納上限，在實際應(yīng)用中，上述研究成果暴露出一些問題。

新能源占比升高后，電力系統(tǒng)調(diào)節(jié)能力下降，湖南大學(xué)學(xué)者羅安研究得出：如圖1所示，多樣化電力電子裝置與電機(jī)存在強(qiáng)耦合、寬頻域、低慣性，及新能源發(fā)電系統(tǒng)與直流輸電系統(tǒng)，同電網(wǎng)存在弱同步的影響；次／超同步振蕩現(xiàn)象，制約新能源大規(guī)模消納；如圖2、圖3所示，逆變器阻抗呈感性，逆變器阻抗相位低于－90°；電網(wǎng)阻抗呈容性；電網(wǎng)阻抗相位為90°，逆變器臺數(shù)增多、逆變器感性阻抗大于電網(wǎng)阻抗容性阻抗，鎖相環(huán)帶寬增大，通過電網(wǎng)阻抗Lg等對逆變器與電網(wǎng)系統(tǒng)穩(wěn)定性變差（見圖4）；對電網(wǎng)無功支撐能力不足，電壓穩(wěn)定性降低，故障電壓波動大。

圖1 新能源接入弱同步電網(wǎng)

圖2 逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中的失穩(wěn)機(jī)理與阻抗特性

圖3 逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)中的失穩(wěn)機(jī)理與阻抗特性

圖4 鎖相環(huán)通過電網(wǎng)阻抗L g對逆變器的不利影響

多電平變流器控制的一站式智能兆瓦箱系統(tǒng)存在問題分析如下。

現(xiàn)有的電力電子器件的工藝水平，其功率處理能力和開關(guān)頻率之間是矛盾的，功率越大，開關(guān)頻率越低。所以為了實現(xiàn)高頻化和低EMI的大功率變換，在功率器件水平?jīng)]有本質(zhì)突破的情況下，有效的手段是從電路拓?fù)浜涂刂品椒ㄉ险业浇鉀Q問題的方案［15－16］。因此一站式智能兆瓦箱系統(tǒng)中，電平技術(shù)模塊作為核心功能之一決定著系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率，多電平變流器控制策略的主要控制目標(biāo)為：

l）控制變流器本身工作狀態(tài)，其中包括直流母線電容電壓平衡控制、開關(guān)損耗控制、輸出波形質(zhì)量控制等。

2）控制電壓輸出，使變流器輸出的脈沖序列與參考電壓波形等效。根據(jù)開關(guān)頻率的高低，可以將多電平變流器的控制策略分為兩個類別：①開關(guān)器件工作在低頻方式中，在輸出電壓或電流一個周期中，開關(guān)器件只進(jìn)行一次或兩次動作。主要有選擇性諧波消除調(diào)制（SHEPWM）［17－18］和階梯波調(diào)制［19］；②開關(guān)器件工作在高頻方式中，在輸出電壓或電流一個周期中，開關(guān)器件要進(jìn)行多次動作，主要有載 波PWM調(diào)制［20］和空間矢量調(diào)制（SVPWM）［21］。

以上調(diào)制逆變器的廣泛接入電網(wǎng)，使電網(wǎng)呈弱電網(wǎng)特性，存在時變性的線性阻抗和背景諧波，即便采用LCL濾波的有源或無源阻尼抑制諧波，電網(wǎng)阻抗的電感部分對電流控制性能存在影響，當(dāng)電網(wǎng)感抗較大時，對于采用電流開單環(huán)控制策略的LCL型逆變器，電網(wǎng)感抗的變化會導(dǎo)致其諧振頻率偏移，現(xiàn)有調(diào)制控制器無法跟蹤這個偏移的頻率，LCL濾波器自身為三階系統(tǒng)，在其諧振頻率處存在諧振尖峰及帶來的諧波問題，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定和成為影響電網(wǎng)電能質(zhì)量以及用電設(shè)備正常運行的重要因素。同時現(xiàn)有逆變設(shè)備具有轉(zhuǎn)換效率低、與電網(wǎng)智能交互性不強(qiáng)、運維效率不高等缺點。在弱電網(wǎng)條件下，研發(fā)開發(fā)新型調(diào)制控制器，提高逆變器的魯棒性勢在必行。

基于已有研究成果［22－23］，綜合一站式智能兆瓦箱系統(tǒng)高比例友好大規(guī)模接入電網(wǎng)的標(biāo)準(zhǔn)與要求，本文提出了一種基于電能計量的一站式智能兆瓦箱友好接入電網(wǎng)的控制技術(shù)模型（見圖5）。

2 電能計量型一站式智能兆瓦箱模型系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與主要單元

針對現(xiàn)有技術(shù)和研究成果的不足，電能計量型一站式智能兆瓦箱模型系統(tǒng)與傳統(tǒng)的集中式大型逆變相比，項目從國家戰(zhàn)略需求出發(fā)，它集成了多個智能功率模塊化組成一對競爭式主重變流器、多電平基于電能計量的雙矢量智能功率控制模塊（SVM1控制器和SVM1控制器組成），每個智能功率控制模塊對應(yīng)一個SVPMW對應(yīng)控制，每一個對應(yīng)SVPMW都通過輸出端配對云管理器，將控制的各種參數(shù)信號傳輸?shù)綔y控電源柜，以太網(wǎng)通信與光伏電站智能云監(jiān)控系統(tǒng)交互傳送信息和控制指令、克服傳統(tǒng)人工巡檢，全新開發(fā)智能監(jiān)控SCADA系統(tǒng)；實現(xiàn)數(shù)據(jù)自動采集、雙向通信、實時監(jiān)控和平臺前后支撐等功能，包括一對基于雙向計量有功和無功電能表；整個直流配電、逆變發(fā)電、通信監(jiān)控、升壓掛網(wǎng)系統(tǒng)進(jìn)行高度一體化集成（如圖5和圖6所示）。

圖5 雙并逆變模塊組成兆瓦箱原理模型圖

2.1 電能計量雙矢量智能功率控制模塊電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖6 所示，光伏陣列輸入，經(jīng)DC／DC變換，IGBT／IGCT功率開關(guān)（智能模塊開關(guān)）逆變，三相逆變電壓輸入LCL濾波模塊，經(jīng)濾波后三相電壓與交流電流輸入，各兩套雙向有功和無功功率智能計量的電能表，對電網(wǎng)輸入、逆變器輸出電網(wǎng)或負(fù)載的有功和無功瞬時功率實時計量，對直流變換電路的最大功率MPPT通過控制器進(jìn)行跟蹤，有功和無功功率經(jīng)新型瞬時功率電路的經(jīng)電流線圈和電壓線圈同步輸出瞬時功率、和三相電壓經(jīng)3S／2S變換電路、鎖相環(huán)電路。LCL濾波由雙矢量控制系統(tǒng)SVM，及由功率外環(huán)控制環(huán)、電壓電流內(nèi)控制環(huán)、門極控制等組成S控制器輸出的三相電壓輸出SVPWM，每一相SVPWM控制逆變器智能功率模塊上的開關(guān)工作。

圖6 電能計量雙矢量智能功率控制模塊電路拓?fù)鋱D

為了評價分析電能計量多矢量智能功率控制模塊電路拓?fù)浜喕?，分成正序電路和?fù)序電路如圖7所示。正序電路和負(fù)序電路均由INV和Power Grid及有功和無功計量電路組成。

圖7 圖6的等效電路分解電路圖

2.2 電網(wǎng)雙向有功（無功）電能正負(fù)序智能計量原理電路

如圖8所示，在逆變器交流輸出與電網(wǎng)的公共接點處，基于電能計量設(shè)計的雙向有功（無功）電能正負(fù)序智能計量電路，是采用三個ADE7912／ADE7913器件和一個微控制器，微控制器接入微控制系統(tǒng)，微控制系統(tǒng)通過SPI通訊接口，與MCU芯片互通，MCU芯片與紅外通訊、光纖RS485，藍(lán)牙、載波、實時時鐘、數(shù)據(jù)存儲、通訊模塊互通；MCU芯片輸出信號與LCD顯示、報警模塊、正負(fù)序有功和無功功率連接，磁場檢測和按鍵輸入信號、電能檢測計量功率、繼電器控制與檢測、低功耗電源管理均輸入MCU芯片；低功耗電源管理信號，輸入實時時鐘一個4.096 MHz晶振為ADE7912／ADE7913提供時鐘，以便檢測A相電流和電壓。檢測B相和C相電流電壓ADE7912／ADE7913器件由檢測A相電流電壓的ADE7912／ADE7913的CLKOUT／DREADY引腳產(chǎn)生的信號提供時鐘。也可以采用另一種配置，即讓微控制器產(chǎn)生一個4.096 MHz時鐘，并提供給所有ADE7912／ADE7913器件的XTAL1引腳（參見圖6）。注意，XTAL1引腳支持3.6 MHz至4.21 MHz的時鐘頻率。微控制器利用SPI端口與ADE7912／ADE7913器件通信。三個I／O引腳（CS＿A、CS＿B和CS＿C）用于產(chǎn)生SPI CS信號。微控制器的SCLK、MOSI和MISO引腳直接連到各ADE7912／ADE7913器件的對應(yīng)SCLK、MOSI和MISO引腳，這些連接未顯示。

圖8 雙向有動（無功）電能正負(fù)序智能計量電路圖和相量圖

ADE7912／ADE7913設(shè)計用于三相電能計量系統(tǒng)，其中一個帶SPI接口的主器件（通常是微控制器）管理兩個、三個或四個ADE7912／ADE7913器件。A相電流IA利用一個分流電阻進(jìn)行檢測。分流電阻的一端連接到ADE7912／ADE7913的IM引腳，成為ADE7912／ADE7913隔離端的地GNDISO（引腳10）。A相至零線電壓VAN利用一個電阻分壓器來檢測，VM引腳也連接到IM和GNDISO引腳。注意，ADE7912／ADE7913 ADC所檢測的電壓與VAN和IA相反，這是單相計量的經(jīng)典方法。其他監(jiān)控B相和C相，連接方式相似。V2P電壓通道主要用于測量輔助電壓，僅ADE7913提供該通道。如果不使用V2P（ADE7912就是這樣），應(yīng)將V2P連接到VM。當(dāng)監(jiān)控三相系統(tǒng)的零線時，如何連接ADE7912／ADE7913輸入端。零線電流利用分流電阻檢測，分流電阻上的電壓在全差分輸入端IP和IM上測量。地至零線電壓利用單端輸入V1P和VM處的分壓器檢測。ADE7912／ADE7913器件電流與電壓輸出均接入對應(yīng)電網(wǎng)a相，b相，c相有功表與無功表線連接組成雙向有功（無功）電能正負(fù)序智能計量電路。有功功率與無功功率電路區(qū)別在于，有功功率電路無電阻Rc。有功和無功雙向計量與向電網(wǎng)提供支撐的通過雙向開關(guān)自動切換及并網(wǎng)逆變各相的電流指紋電路提供電流指紋自動識別有功和無功雙向計量的身份和電能值。無功電能采用兩元件60度型三相三線無功電能計量。

國標(biāo)GB／T19964—2012《光伏發(fā)電站接入電力系統(tǒng)技術(shù)規(guī)定》要求以最大能力通過無功電流，實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓的支撐；最大無功電流要求大于1.05倍的額定電流，在單相或兩相電網(wǎng)斷路條件下，電網(wǎng)電壓存在正序和負(fù)序電壓，為了實現(xiàn)不對稱電壓跌落過程中，無功電流對電網(wǎng)電壓的支撐功能，采用正負(fù)序雙矢量控制SVPWM實現(xiàn)零電壓穿越，控制過程中，首先將跌落的電壓（即使到零電壓），分解為正序電壓和負(fù)序電壓，然后進(jìn)行獨立的雙閉環(huán)控制，輸出相應(yīng)的正序電流和負(fù)序電流，同時，在零電壓的跌落過程中，因為電壓已到零，無法實現(xiàn)電壓的鎖相與電網(wǎng)電壓相位的跟蹤，通過切換開關(guān)，注入無功電流，確保電流與電壓的同相位，實現(xiàn)零電壓鎖相。

圖8a為兩元件60度型三相三線無功電能計量的相量。

2.3 多電平兆瓦箱智能空間矢量調(diào)制（SVPWM）設(shè)計

高壓大容量的電力電子變換，近年來多電平變流器的研究受到廣泛重視，并得到了一定的應(yīng)用。多電平變流器輸出端可以有更多級的輸出電壓波形，諧波含量小，波形更接近正弦波，變流器性能更好。對此，提出了一種全新的二極管鉗位式多電平變流器，這種變流器的特點是主電路和控制電路比較簡單，控制方式也比較簡單，便于雙向功率流動的控制，功率因數(shù)控制也方便。一個m電平變流器，每相橋臂鉗位 二極管個數(shù)為（m－1）×（m－2）。如三相三電平變流器的電路由于三相工作原理一樣，那么就以A相分析。它由 兩個直流分壓電容C1＝C2，4個開關(guān)管，4個續(xù)流二極管和兩個鉗位二極管VDa1和VDa2組成。當(dāng)開關(guān)管Sal和Sa2同時導(dǎo)通時，A點對O點的電壓為E／2，開關(guān)管狀態(tài)不同輸出電壓不同，由于B，C和A三相相位互差120度，因此線電壓可以五種電平，因此通過適當(dāng)?shù)目刂?，三電平逆變電路輸出電壓諧波可大大少于兩電平逆變電路。

在控制上采用空間矢量調(diào)制（SVPWM）策略，SVPWM技術(shù)最早來源于交流電機(jī)控制中，為了在電動機(jī)空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場，對于兩電平六開關(guān)變流器來說，在不同開關(guān)狀態(tài)下，可以形成8個電壓空間矢量，共同構(gòu)成一個正六邊形電壓空間矢量圖。由空間矢量所在區(qū)域的開關(guān)空間矢量運用“伏秒相等”的原則進(jìn)行合 成任意矢量。多電平SVPWM方法是由兩電平SVPWM方法演化而來，三電平變流器的電壓空間矢量為27個，包括零矢量，短矢量，中矢量和長矢量?？臻g矢量調(diào)制方法的主要特點是直流母線電壓的利用率很高，開關(guān)損耗低，調(diào)制比大，動態(tài)性能好，當(dāng)應(yīng)用于五電平以上場合時，控制算法比較復(fù)雜，較難實現(xiàn)，所以當(dāng)前多電平SVPWM技術(shù)的研究一般只限于五電平及以下。另外，作者采用了主從控制的方式，解決了 多模塊并聯(lián)的均流問題，這個主從控制，加入了公司獨有的主機(jī)競爭機(jī)制，實現(xiàn)了主機(jī)故障，從機(jī)主動切換為主機(jī)，變流器系統(tǒng)的平穩(wěn)切換。同時采用了數(shù)字同步技術(shù)，實現(xiàn)了脈沖級的PWM同步，有效解決了環(huán)流問題。

該電路拓?fù)涞膬?yōu)點是：輸出功率大，電平數(shù)越多，輸出電壓諧波含量越少。階梯波調(diào)制時，器件在基頻下工作，功率器件損耗小，輸出功率大，動態(tài)響應(yīng)好，傳輸帶寬較寬。

該電路拓?fù)涞娜秉c是：m電平變流器每相需要耐壓等級相同的二極管數(shù)量為（m－1）×（m－2），使得制造成本增加線路安裝困難。

3 智能兆瓦箱智能功率控制模塊建模設(shè)計

針對現(xiàn)有大型光伏發(fā)電系統(tǒng)集成度低、維修維護(hù)不方便、變流器多機(jī)并聯(lián)諧振問題的不足，正泰電源一站式智能兆瓦箱系統(tǒng)采用了智能功率控制模塊化設(shè)計方案（如圖6），實現(xiàn)人機(jī)交互一體化控制，有效解決變流器多機(jī)并聯(lián)諧振問題，在電網(wǎng)交互上，運用了三相系統(tǒng)中矢量控制坐標(biāo)變換技術(shù)，在智能功率控制模塊化設(shè)計方面兼顧考慮了低通濾波特性，節(jié)省了額外濾波器設(shè)計，同時閉環(huán)鎖相可直接鎖定市電相位和頻率，完美實現(xiàn)電網(wǎng)的追蹤配合，為實現(xiàn)從光伏電站替代傳統(tǒng)非可再生能源電站奠定了基礎(chǔ)。模塊中的核心技術(shù)雙矢量環(huán)控制，需要對正序和負(fù)序電流、功率、阻抗分別進(jìn)行控制。

根據(jù)圖6所示中智能功率控制模塊的建模如下：圖6給出了變流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，同時定義了電流的正方向，列寫上圖中各量的定義如下：

正序阻抗：

負(fù)序阻抗：

式中，HI（s）為電流環(huán)PI控制器；TPLL（s）為鎖相環(huán)傳遞函數(shù)；Km為逆變器增益；GV（s）和G（s）為電壓和電流濾波器；Vp，Vn分別為正負(fù)序電壓的峰值，Ip，In分別為正負(fù)序電流的峰值，φ1，φ2分別為正負(fù)序電壓的初相角，θp，θn分別為正負(fù)序電流相對于電壓的起始角，Km為逆變器電壓增益；ω為基波電壓角頻率；Gi（s）為采樣延時環(huán)節(jié)的等效傳遞函數(shù)。θPLL為鎖相環(huán)相角；HI（s）為電流環(huán)調(diào)節(jié)器；v1為電網(wǎng)電壓峰值；I1為基波電流峰值；φi1為基波電流初相角；f1為基波頻率；Up為正序電壓擾動峰值；fp為正序電壓擾動頻率；φup為正序電壓擾動初相角。Tp（s）、Tn（s）分別為鎖相環(huán)正負(fù)序傳遞函數(shù)。

［－up（s）］／Z＿n（s）、［－un（s）］／Zn（s）分別為正負(fù)序電壓控制電流源；Zp（s）、Zn（s）分別為正負(fù)序鎖相環(huán)等效阻抗；Zid＿p（s）、Zid＿n（s）分別為正負(fù)序理想輸出阻抗；Ip（s）、In（s）分別為正負(fù)序并網(wǎng)電流；vp（s）、vq（s）分別為正負(fù)序PCC電壓。

根據(jù)恒幅值Clark變換公式，可以得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓電流的表達(dá)式：

在三相對稱系統(tǒng)中，dq在基波穩(wěn)態(tài)時均是直流分量。d軸與電網(wǎng)電壓矢量重合，表有功分量（P），q表無功分量（n），那么有功和無功就可以獨立控制。如果濾除2次諧波，可以看到基波有功無功的瞬時值表達(dá)式如下：

參照上面的分析，重新將圖6電能計量多矢量智能功率控制模塊（500kW的控制系統(tǒng)）結(jié)構(gòu)和二極管鉗位二電平升級改造為五電平逆變器如下：

先將二電平升級改造為三電平（圖9）后，經(jīng)驗收符合相關(guān)規(guī)定標(biāo)準(zhǔn)后，再建模設(shè)計為單模塊為二極管鉗位五電平的500kW－630kW（圖10）。為行業(yè)先進(jìn)示范逆變器。

圖9 二極管鉗位三電平拓?fù)潆娐穲D

圖10 二極管鉗位五電平拓?fù)潆娐穲D

電容C1與電容C2串聯(lián)將電平分成3電平，電容C1與電容C2的中點為中性點，輸出電壓Vag有VAB／2，0和－VAB／2；功率開關(guān)T1和T3連通，Vag有VAB／2；功率開關(guān)T2和T4連通，Vag有－VAB／2；功率開關(guān)T3和T4連通，Vag有0；VD1與VD2將輸出電壓鉗位則為直流母線電壓的一半。功率開關(guān)T1和T3連通，a和b之間的電壓差為VAB，VAB＝Vab；VD2平衡T2和T4之間的電壓。T4承受電容C1上的電壓，T2承受電容C2上的電壓，當(dāng)輸出電壓被轉(zhuǎn)移到ab之間，此改進(jìn)為三電平的二極管鉗位逆變器輸出Vag有VAB／2，0和－VAB／2三個電平，為DC－DC直流逆變器。

按照二極管鉗位三電平拓?fù)潆娐穲D原理，直流母線電壓Vdc被串聯(lián)在直流母線線端的電容C1、電容C2、電容C3、電容C4四等分，每個電容上分得1／電壓Vdc電壓，通過二極管鉗位，每一個功率開關(guān)承受一個電容上的電壓1／電壓Vdc，則對一個單臂橋M電平的二極管鉗位逆變器，每個功率開關(guān)僅承受Vdc／（M－1）。

對于二極管鉗位五電平逆變器，以a相為例，中點G為輸出電壓的參考點，a相有四對互補(bǔ)的開關(guān)器件，即以下互補(bǔ)的開關(guān)器件為一個開通另一個關(guān)斷。

因此a點和G點存在5中電平VaG＝Vdc／2時，需開通VTa1、VTa2，當(dāng)VaG＝Vdc／4時，需開通VTa2、VTa3、VTa4、VT，a1；當(dāng)VaG＝0時，需開通VTa3、VTa4、當(dāng)VaG＝－Vdc／2時，需開通當(dāng)VaG＝－Vdc／4時，需開通；其原理波型圖見圖6所示。

圖11 二極管鉗位五電平原理波形圖

二極管箝位型五電平逆變器的輸出電壓電平開關(guān)狀態(tài)如表10所示。該電路直流側(cè)有四個電容，輸出的相電壓為五電平，線電壓為九電平。對于N電平電路，直流側(cè)需要N－1個電容，能輸出N電平的相電壓和（2N－1）電平的線電壓。

表1 二極管箝位型五電平逆變器的輸出電壓電平與開關(guān)狀態(tài)

（續(xù)）

其中1代表導(dǎo)通，0表示關(guān)斷。但是，二極管箝位型五電平逆變器也具有如下缺點：①功率開關(guān)被箝位在Ui／（N－1）電壓上，二極管電壓應(yīng)力不均勻，即有不同倍數(shù)的Ui／（N－1）反向耐壓，若要使二極管的反向耐壓與功率開關(guān)相同，則每相橋臂需要（N－1）（N－2）個二極管串聯(lián)，如圖6所示。②當(dāng)逆變器只傳輸無功率時，半個周期內(nèi)相同的充電和放電平衡了電容電壓，當(dāng)逆變器傳輸有功功率時，由于各個電容的充電時間不同，將形成不平衡的電容電壓。對于二極管電壓應(yīng)力不均勻顯現(xiàn)，若按照最大值選取則造成浪費，如果多管串聯(lián)又會產(chǎn)生均壓問題。表1所示的二極管自箝位電路，可將箝位二極管串聯(lián)均壓問題。

二極管自箝位電路結(jié)構(gòu)與二極管串聯(lián)箝位有相同的功率開關(guān)數(shù)和控制方法，只是二極管的位置不同。當(dāng)N＝5電平的逆變器需要四個載波信號，相電壓的離散值為：VaG＝Vdc／2時，VaG＝Vdc／4時，VaG＝－Vdc／2時，VaG＝－Vdc／4時多電平逆變器的缺陷之一是直流環(huán)節(jié)電容器不能由單個直流電壓源供電。這是由于直流母線上逆變器所需的電流不是對稱的，而且電容器不均勻分擔(dān)直流電壓源。例如，三電平逆變器需求側(cè)為三角形－星行的變壓器符合這一要求，另外除多電平兆瓦箱智能空間矢量調(diào)制（SVPWM）滿足要求外，由于消除了電源電流5次和7次諧波，因而將提高逆變器的性能。

階梯波調(diào)制是參考電壓和輸出電壓波形如圖12所示，輸出電壓調(diào)節(jié)依靠直流母線電壓或移相角。在階梯波調(diào)制中，可以通過選擇每一電平持續(xù)時間的長短來實現(xiàn)低諧波抑制和消除。

圖12 二極管鉗位五電平階梯波調(diào)制原理

4 智能兆瓦箱智能功率控制模塊電路設(shè)計

依據(jù)圖13，多矢量智能功率控制模塊是由電壓控制環(huán)和電流控制內(nèi)環(huán)、功率控制環(huán)、三軸轉(zhuǎn)化二軸的正序電壓和負(fù)序電壓控制組成。

圖13 多矢量智能功率控制模塊電路結(jié)構(gòu)圖

4.1 直流最大功率跟蹤d軸正序電壓和負(fù)序電壓矢量

電壓控制環(huán)主要是依據(jù)直流側(cè)的有功功率P＝Udc×Ibus，mppt跟蹤圖10所示調(diào)節(jié)Id可對直流母線電壓Udc的控制。

經(jīng)3S／2R同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，三相交流變量均變d軸q軸的分量兩相直流量，控制器設(shè)計用PI控制。光伏陣列的輸出電流和光伏陣列每串組的電壓輸入MPPT，MPPT輸出正序標(biāo)準(zhǔn)參考電壓Uref，與直流母線電壓Ubus作為極序進(jìn)行比較，作為2Ubus／3Ud的輸入，然后進(jìn)行第一次PI計算得出正序的Idref；第二路是光伏陣列的電壓算數(shù)平均值Ipvavg作為正序，光伏陣列的輸出電壓Ipv作為負(fù)序進(jìn)行比較后，進(jìn)行第二次PI計算得出正序的Idref；與第三路是正序電路中的電流內(nèi)環(huán)控制的正序有功電流Id分別進(jìn)行比較的結(jié)果輸入第二次PI計算得出正序的Ud。

LCL濾波電路中Lf和cf輸出電壓Va、Vb，Vc經(jīng)3S／2R與輸出電壓Va、Vb，Vc的鎖相PLL的旋轉(zhuǎn)角Э，同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系二軸輸出電壓Vd、Vq，電壓Vd、Vq經(jīng)LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發(fā)，輸出正序電壓Vd＋、Vq＋。

正序電路正序無功電流Iq輸入q軸耦合項－ωLiq與軸上ωLiq進(jìn)行抵消，q軸分量受iq的作用，－ωLiq輸出與Vd＋及第二次PI計算得出正序的Ud比較，輸出經(jīng)2 R／2S轉(zhuǎn)換后，輸出αβ軸的靜態(tài)Uα＋，Uβ＋，靜態(tài)Uα＋，Uβ＋，輸入SVM，SVM輸出經(jīng)2s／3s轉(zhuǎn)換，正序三相電壓輸入SVPWM。

4.2 LCL濾波電路三階正序電路三次坐標(biāo)轉(zhuǎn)換靜態(tài)雙矢量

如圖9所示，LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic、分別與Lf輸出電流算數(shù)平均值Iaavg、Ibavg、Icavg、進(jìn)行比較后輸入電流前饋控制P，經(jīng)電流前饋控制P后輸出值與LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic再比較，一路輸出正序電路的轉(zhuǎn)換3S／2R，另一路輸出負(fù)序電路的轉(zhuǎn)換3S／2R；LCL濾波電路中Lf和cf輸出電壓Va、Vb，Vc經(jīng)正負(fù)序分離為正序電壓Va＋、Vb＋，Vc＋，Va－、Vb－，Vc－；Va＋、Vb＋，Vc＋，輸入鎖相PLL輸出到功率因數(shù)－1，旋轉(zhuǎn)角Э與3S／2R互傳，經(jīng)電流前饋控制P后輸出值與LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic再比較與旋轉(zhuǎn)角Э輸入3S／2R的值，經(jīng)3S／2R坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)，在經(jīng)經(jīng)LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發(fā)，輸出dq軸的正序電壓Id＋、Iq＋；正序電壓Id＋輸入d軸耦合項是ωLid，只需在d軸上分別加－ωLiq和ωLid進(jìn)行抵消，抵消掉耦合項之后，d軸分量受id的作用，即可采用PI控制器。ωLid經(jīng)ωL輸入比較器。

cf輸出電壓Va、Vb，Vc輸出兩路；一路經(jīng)低電穿越能力和均方根檢測輸出電壓暫降比率與接受電流比，到功率因數(shù)－1，并輸出正序的無功功率標(biāo)準(zhǔn)參考值Iqref＋，有功電流Iq＋與無功功率標(biāo)準(zhǔn)參考值Iqref＋經(jīng)比較，輸入經(jīng)PI處理后輸出d軸的電壓Ud；cf輸出電壓Va、Vb，Vc輸出另一路經(jīng)3S／2R與鎖相PLL輸出旋轉(zhuǎn)角Э，輸入3S／2R坐標(biāo)轉(zhuǎn)換后，輸出dq軸的Vd、Vq，在經(jīng)LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發(fā)，輸出dq軸的正序電壓Vd＋、Vq＋；Vq＋與Lid經(jīng)ωL輸入值及Ud＋進(jìn)行比較，輸入2R／2S經(jīng)轉(zhuǎn)換輸出，同時3S／2R與輸出電壓Va、Vb，Vc的鎖相PLL的旋轉(zhuǎn)角Э輸入2s／3s轉(zhuǎn)換，輸出αβ軸的靜態(tài)Uα＋，Uβ＋，靜態(tài)Uα＋，Uβ＋，輸入SVM，SVM輸出經(jīng)2s／3s轉(zhuǎn)換，正序三相電壓輸入SVPWM。

3S／2R與輸出電壓Va、Vb，Vc的鎖相PLL的旋轉(zhuǎn)角Э，同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系二軸輸出電壓Vd、Vq，電壓Vd、Vq經(jīng)LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發(fā)，輸出正序電壓Vd＋、Vq＋。

4.3 LCL濾波電路三階負(fù)序電路三次坐標(biāo)轉(zhuǎn)換靜態(tài)雙矢量

三階負(fù)序電路三次坐標(biāo)轉(zhuǎn)環(huán)中，3S／2R轉(zhuǎn)成2R／2S，成旋轉(zhuǎn)dq軸，2R／2S將旋轉(zhuǎn)dq軸轉(zhuǎn)換成αβ軸的靜態(tài)。

3S／2R輸入有三路，LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic、分別與Lf輸出電流算數(shù)平均值Iaavg、Ibavg、Icavg進(jìn)行比較后輸入電流前饋控制P，經(jīng)電流前饋控制P后輸出值與LCL濾波電路中Lf輸出電流Ia、Ib、Ic再比較，第一路輸出負(fù)序電路的轉(zhuǎn)換3S／2R。

cf輸出電壓Va、Vb，Vc輸出兩路。一路是Va、Vb，Vc輸入正負(fù)序分離，分離成正序Va＋、Vb＋，Vc＋和負(fù)序Va－、Vb－，Vc－。正序Va＋、Vb＋，Vc＋入鎖相PLL的旋轉(zhuǎn)角Э輸入功率因數(shù)－1。第二路輸出負(fù)序電路的轉(zhuǎn)換3S／2R；負(fù)序Va－、Vb－，Vc－輸入3S／2R與轉(zhuǎn)換鎖相PLL的旋轉(zhuǎn)角Э輸出；有功電壓Vq和無功電壓Vd的關(guān)系輸出相角Ψ，相角Ψ一路輸入最大電流Imax，第二路輸入3S／2R。

cf輸出電壓Va、Vb，Vc輸入3S／2R，有功電壓Vq和無功電壓Vd的關(guān)系輸出相角Ψ輸入3S／2R、鎖相PLL的旋轉(zhuǎn)角Э輸入功率因數(shù)－1，輸出值輸入3S／2R；這三個輸入因數(shù)經(jīng)3S／2R、與經(jīng)經(jīng)LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發(fā)，輸出d軸的負(fù)序電壓Vd－和輸出q軸的負(fù)序電壓Vq－。

第一路輸出負(fù)序電路的轉(zhuǎn)換3S／2R、第二路輸出負(fù)序電路的轉(zhuǎn)換3S／2R、相角Ψ輸入轉(zhuǎn)換3S／2R，經(jīng)3S／2R坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)換，再經(jīng)LPF＋BPF低通濾波和原始鏈路層封包收發(fā)，輸出d軸的負(fù)序電流Id－和輸出q軸的負(fù)序有功電流Iq－；負(fù)序有功電流Iq－輸入WL的乘積，輸入q軸耦合項是ωLiq，只需在q軸上分別加－ωLiq進(jìn)行抵消，抵消掉耦合項之后，q軸分量受id的作用。負(fù)序電流Id－輸入功率因數(shù)－1，再經(jīng)PI處理輸出Ud－；Ud－與Vq－及耦合后q軸分量iq進(jìn)行比較，輸出值輸入2R／2S經(jīng)轉(zhuǎn)換輸出，輸出αβ軸的靜態(tài)Uα－，Uβ－，靜態(tài)Uα－，Uβ－輸入SVM，SVM輸出經(jīng)2s／3s轉(zhuǎn)換，負(fù)序三相電壓輸入SVPWM。

cf輸 出 電 壓Va、Vb，Vc輸 出 負(fù) 序Va－、Vb－，Vc－，經(jīng)三相電壓傳感器輸送到低電壓穿越能力和均方根的檢測，輸入圖14的電壓暫降比率與接受電流比率，Iqmax－同時輸入圖14的電壓暫降比率與接受電流比率，輸出Iqref－輸入比較器；Iq－輸入比較器；再經(jīng)PI處理輸出Uq－負(fù)序無功電流Id－輸入WL的乘積，輸入d軸耦合項是ωLid，只需在d軸上分別加－ωLid進(jìn)行抵消，抵消掉耦合項之后，d軸分量受id的作用。負(fù)序電流Iq－輸入比較器輸入第二比較器；Uq－輸入第二比較器；q軸的負(fù)序電壓Vq－輸入第二比較器；第二比較器輸出值輸入2R／2S經(jīng)轉(zhuǎn)換輸出，輸出αβ軸的靜態(tài)Uα－，Uβ－，靜態(tài)Uα－，Uβ－，輸入SVM，SVM輸出經(jīng)2s／3s轉(zhuǎn)換，負(fù)序三相電壓輸入SVPWM。

圖14 電壓暫降比率與接受電流比率關(guān)系圖

從圖13中可以看出，通過雙矢量閉環(huán)對系統(tǒng)的正序和負(fù)序電流分別進(jìn)行控制，最終在兩相靜止坐標(biāo)系下將輸出進(jìn)行合成，從而控制系統(tǒng)能夠在發(fā)送電網(wǎng)跌落時能夠輸出無功，同時使得系統(tǒng)能夠起到抑制負(fù)序電壓的作用。

4.4 兆瓦箱智能功率控制模塊智能切換原理

4.4.1 三相電流智能識別線路設(shè)計及實現(xiàn)功能

圖15所示，設(shè)計LCL逆變器輸出電力線路中設(shè)計三相電流智能識別線路，給予每相都接一組微電流指紋識別電路，該電流指紋識別電路是由火線接入電容c，電容后分接并聯(lián)兩路，一路是電容c后面串接電阻＋雙向二極管接入中型線N；另一路是電容c后面串接電感＋雙向二極管接入中型線N；雙向二極管的控制極接根據(jù)電流指紋識別后的軟件指令，去分別接入控制器，驅(qū)動脈沖序列與參考電壓波形等效對比，波形質(zhì)量的控制、LCL逆變器各諧次波的治理、高頻控制器載波PWM和SVPWM的自動切換、低頻控制器階梯波調(diào)制和諧波消除調(diào)制的自動切換控制，自動識別低電壓穿越故障，無功功率對電網(wǎng)的自動補(bǔ)償，同時自動識別以下行為：

圖15 三相電流智能識別線路圖

當(dāng)前控制系統(tǒng)，即sag時不注入無功；

在當(dāng)前控制系統(tǒng)中，sag發(fā)生時有功為0，注入無功；

全電流反饋，同時進(jìn)行正序電壓前饋＋負(fù)序電壓前饋，稱為VCCF；

雙矢量控制，但是負(fù)序電流不控，同時負(fù)序電壓也不前饋，僅作正序控制，稱為DVCC1；

雙矢量控制，負(fù)序電流控到0，同時負(fù)序電壓作前饋，稱為DVCC2；雙矢量控制帶電流限幅功能，稱為DVCCL。

圖16 在一個周期內(nèi)單相LCL輸出的電流指紋

4.4.2 三相電流智能識別和自動切換原理

根據(jù)以上電路，對多電平LCL濾波逆變器輸出端的微電流指紋按時間、脈沖序列先學(xué)習(xí)1到5個周波的波形，按以下諧波、電壓、電流標(biāo)準(zhǔn)，作為標(biāo)準(zhǔn)電流指紋波形控制；不滿足標(biāo)準(zhǔn)電流指紋波形控制時，及時驅(qū)動開關(guān)啟動補(bǔ)償電路（虛擬電阻），對策寬頻帶振蕩問題。

4.4.3 光伏并網(wǎng)諧波標(biāo)準(zhǔn)要求

根據(jù)NB／T 32004－2013標(biāo)準(zhǔn)，光伏并網(wǎng)電流總諧波含量小于5%，各次諧波電流含有率限值如表2所示。另外，型式試驗III級要求逆變器在30%額定功率以上時滿足以上要求。

表2 諧波電流含有率限值（2017－08－17）

5 門極控制器的設(shè)計

如圖17所示，每相上的每個橋臂上的一只IGBT（IGCT）作為主模塊，其他模塊根據(jù)主模塊的狀態(tài)調(diào)制自身開關(guān)延遲時間。通過檢測UcE，閉環(huán)控制UcE上升、下降斜率來達(dá)到串聯(lián)IGBT（IGCT）動態(tài)均壓，當(dāng)最先關(guān)斷模塊的UcE超過設(shè)定閾值時，電流源對其門極充電致使其關(guān)斷緩慢，從而實現(xiàn)串聯(lián)IGBT（IGCT）動態(tài)均壓。

圖17 兆瓦箱智能控制器均壓門極控制圖

6 兆瓦箱智能控制器仿真運行

如圖18～圖21所示SVPWM總逆變器通過以下Matlab仿真，驗證了SVPWM調(diào)制技術(shù)的可行性，能夠得到期望的輸出波形，與理論分析一致。網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形均比較穩(wěn)定且正弦性好，說明系統(tǒng)能夠穩(wěn)定、可靠的運行。表有功功率的id在仿真過程中，基本在指令值大小1.414×1070＝1512.98A上下變化，表無功功率的iq在0上下擺動，驗證了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下有功和無功的解耦控制的有效性。對并網(wǎng)電流進(jìn)行諧波分析，可以看到THD為2.28%，說明在采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的控制策略和空間矢量調(diào)制算法下，能有效控制系統(tǒng)在單位功率因數(shù)運行情況下有著較低的并網(wǎng)電流總諧波畸變率。

圖18 SVPWM總逆變器逆變仿真電路

圖21 SVPWM總逆變器的波形圖

7 結(jié)束語

針對一站式智能兆瓦箱系統(tǒng)高比例并網(wǎng)集中式新能源場站存在的種種問題，提出了基于電能計量的一站式智能兆瓦箱多電平關(guān)鍵控制技術(shù)模型，給出了智能功率控制模塊化設(shè)計雙矢量正負(fù)序控制多電平（五電平）、自動識別LCL濾波電流指紋、雙向有功無功計量融合為兆瓦箱系統(tǒng)技術(shù)方案，解決了逆變器多機(jī)并聯(lián)諧振問題。運用了三相系統(tǒng)中正負(fù)序矢量控制坐標(biāo)變換技術(shù)，電流前饋＋電流環(huán)＋電壓環(huán)進(jìn)行PI調(diào)節(jié)、電壓與功率外環(huán)控制及門極控制、輸出三相信號輸入對應(yīng)相的SVPWM控制器，對多電平智能模塊三相逆變橋臂開關(guān)實現(xiàn)與電網(wǎng)同相、同頻、同壓逆變智能控制。在智能功率控制模塊化設(shè)計方面兼顧考慮了低通濾波特性，節(jié)省了額外濾波器設(shè)計，即使在0電壓下與陰雨天、及夜間、電壓上升和電壓下降期間，使用PCC上的電能計量正序電壓和濾波電容器提供的無功功率來導(dǎo)出無功功率設(shè)定點。正序電壓的選擇將相電壓保持在所需的范圍內(nèi)無功功率補(bǔ)償運行的有效性。同時閉環(huán)鎖相可直接高精度鎖定市電相位和頻率，完美實現(xiàn)電網(wǎng)的追蹤配合。

圖19 逆變器交流側(cè)電流波形圖

圖20 網(wǎng)測諧波圖

實踐證明，該模型較之傳統(tǒng)模型，具有較高的轉(zhuǎn)換效率，功率具有可調(diào)和雙向流動性與高精度計量特性、穩(wěn)定安全友好、清潔并網(wǎng)性和較高的性價比。最終的實驗結(jié)果表明，基于電能計量的一站式智能兆瓦箱友好接入電網(wǎng)關(guān)鍵智能控制技術(shù)模型的故障檢測精度和處理效率較高，較之傳統(tǒng)非矢量模型，需要的系統(tǒng)資源也比較少，能夠適應(yīng)一站式智能兆瓦箱光伏發(fā)電站的實際需要，實用性和適用性較強(qiáng)，為實現(xiàn)從光伏電站替代傳統(tǒng)非可再生能源電站奠定了基礎(chǔ)。