王環(huán)，黃欣科，王一波，許洪華，3

（1.中國科學院電工研究所，北京 100109；2.中國科學院大學，北京 100049；3.北京科諾偉業(yè)科技股份有限公司，北京 100083）

0 引言

大型光伏電站多建于電網末梢，采用光伏直流匯集送出，可有效解決電網末端接入問題。光伏直流匯集接入系統(tǒng)與傳統(tǒng)交流匯集系統(tǒng)相比，變換環(huán)節(jié)少、沒有無功損耗以及輸電線路成本降低，具有成本低、效率高的特點[1]～[3]。采用直流串聯(lián)匯集系統(tǒng)，光伏直流變換器將光伏陣列就地升壓，再通過多臺光伏直流變換器輸出串聯(lián)實現(xiàn)二次升壓，無需額外升壓設備就可并入更高等級直流電網。串聯(lián)系統(tǒng)與常規(guī)的并聯(lián)系統(tǒng)截然不同，變換器須具備寬輸出電壓調節(jié)范圍。

在串聯(lián)型光伏直流變換器方面，文獻[4]～[6]研究了適用于1 kV以下低壓串聯(lián)系統(tǒng)和變換器，其中變換器采用非隔離直流升壓拓撲，輸出電壓小于100 V，且具有MPPT功能。文獻[7]～[9]研究電力電子變壓器等中壓直流變換拓撲方案，但變換器升壓比固定，輸入、輸出電壓變化范圍小，無法滿足串聯(lián)系統(tǒng)中寬電壓范圍運行的技術需求。文獻[10]，[11]提出了隔離型buck-boost電路，拓寬了輸出電壓范圍。電路中，高頻變壓器實現(xiàn)低壓側和高壓側電路的電氣隔離，通過控制低壓側和高壓側的可控開關管協(xié)同動作，實現(xiàn)電路升壓和降壓模式運行，但高壓側引入可控開關管，限制了輸出電壓等級。

本文提出了一種新型隔離式buck-boost直流變換拓撲及調制方法。電路只須控制變壓器低壓側電路開關管，就可實現(xiàn)升壓和降壓運行。變壓器高壓側為二極管硅堆整流電路，輸出電壓可以升至10 kV，提高了直流變換電路的升壓比，使拓撲更適用于高壓場合。同時由于高壓側沒有可控器件，因此高壓側無需控制單元，大大簡化了電路控制系統(tǒng)。通過調整占空比，可以實現(xiàn)升壓模式和降壓模式靈活切換，電路具有寬輸出電壓范圍。為進一步提升輸出電壓和功率，將隔離式buck-boost直流變換電路作為直流變換模塊，通過多個模塊輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)，可實現(xiàn)變換器中壓輸出。本文設計開發(fā)了3 kV/90 kW直流變換模塊和20 kV/500 kW串聯(lián)型光伏直流變換器，測試結果驗證了所提出的設計方案和控制策略的有效性。

1 工作原理

1.1 串聯(lián)系統(tǒng)的運行特性

光伏直流串聯(lián)系統(tǒng)如圖1所示，各變換器輸入獨立，輸出串聯(lián)。每臺變換器的輸出電流相等，變換器的輸出電壓由變換器輸出功率與系統(tǒng)總輸出功率的比值決定。

圖1 光伏直流串聯(lián)系統(tǒng)結構圖Fig.1 PV plant layout with series-connected PV converter

由圖1可知，

式中：Voi，Ioi和Poi分別為第i臺變換器的輸出電壓、電流和功率；Voa，Poa分別為第a臺變換器的輸出電壓和功率；Vs，Is分別為系統(tǒng)輸出電壓和電流。

由式（1）可以看出，各變換器輸出功率的差異會造成變換器輸出電壓不相等。當變換器輸出功率變化時，輸出電壓也隨之變化。例如，在3臺串聯(lián)系統(tǒng)中，由于電網電壓不變，當某一臺變換器的輸出功率遠低于其他兩臺時，變換器的輸出電壓接近0，而其他兩臺變換器的工作電壓將達到額定輸出電壓的1.5倍，因此，需要變換器具有寬電壓增益調節(jié)能力。

1.2 光伏直流變換器拓撲

為實現(xiàn)低壓光伏輸入、中壓直流并網，光伏直流變換器采用多模塊輸入并聯(lián)、輸出串聯(lián)（Input Parallel Output Series，IPOS）拓撲結構如圖2所示。

圖2 串聯(lián)型光伏直流變換器拓撲Fig.2 Topology of series-connected PV converter

其中，直流變換模塊采用隔離型拓撲，實現(xiàn)低壓輸入與中壓輸出的電氣隔離。直流變換模塊是拓撲核心部件。為實現(xiàn)變換器升壓比寬范圍調節(jié)，直流變換模塊須要具有寬電壓增益的調節(jié)能力。同時,為減小變換模塊數(shù)量以降低變換器體積和成本，每個模塊須要有較高的直流輸出。

1.3 新型buck-boost直流變換拓撲

本文提出的隔離型buck-boost壓直流變換拓撲如圖3所示。圖中：Llk為變壓器的漏感；N為變壓器變比。

圖3 新型buck-boost壓直流變換拓撲Fig.3 The proposed novel buck-boost topology

由圖3可知，通過調節(jié)開關管占空比進行拓撲重構，使拓撲具有升壓和降壓兩種工作模式，從而實現(xiàn)寬電壓增益范圍，滿足串聯(lián)型變換器運行特性。與其他buck-boost電路不同，拓撲高壓側電路為二極管整流電路，可采用硅堆等方式實現(xiàn)拓撲的高壓輸出，實現(xiàn)直流變換電路高升壓比，高壓輸出。

當鉗位電容VC2的電壓低于輸入電壓Vin時，D0導通并且Lin被旁路。該電路在降壓模式下工作。當鉗位電容VC2的電壓高于輸入電壓Vin時，D0截止，Lin工作。該電路在升壓模式下工作，Q0和C2構成有源鉗位電路，吸收變壓器原邊開關管電壓尖峰。通過開關管Q0～Q4的占空比調節(jié)可以控制鉗位電容電壓VC2，實現(xiàn)升、降壓模式切換。升壓、降壓模式如圖4所示。

圖4 流變換拓撲在升壓和降壓模式下的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of the topology in boost and buck modes

直流變換拓撲通過調節(jié)占空比自動實現(xiàn)升、降壓模式切換。該拓撲在滿足光伏寬輸入電壓范圍的基礎，擴大了輸出電壓范圍。該直流變換拓撲與升壓直流變換電路相比，可以實現(xiàn)零電壓啟動，無需預充電。與降壓電路比，其輸入電壓利用率高，具有更高的升壓比。

1.4 直流變換拓撲調制方法

針對直流變換拓撲升壓和降壓的工作模式，本文提出了一種調制方法可實現(xiàn)兩種模式的自動切換。拓撲的原邊開關管Q2和Q4的占空比始終為0.5，相位相差180°。開關管Q1和Q3占空比相等，設為D。其相位相差180°。鉗位開關管Q0的導通時序由開關管Q1和Q3導通時序決定。通過調整占空比D就可以實現(xiàn)變換器升壓和降壓模式的調節(jié)。降壓模式下Q0始終導通，占空比D＜0.5。升壓模式下占空比D＞0.5。

波形如圖5所示。

圖5 拓撲調制波形圖Fig.5 Switching sequence diagram

降壓模式下，TS為開關管Q0～Q4的開關周期。每個開關周期包含6個工作模態(tài)。

開關模態(tài)1[t0-t1]：在t0時刻，Q0和Q4處于導通狀態(tài)。原邊漏感電壓為VC2-V0/N，漏感電流ILIK正向增加。變壓器高壓側承受正向電壓，二極管D1和D4導通。

開關模態(tài)2[t1-t2]：在時刻t1，Q1關斷。漏感電流ILIK通過Q2和Q4的續(xù)流二極管續(xù)流，漏感電壓為-V0/N，漏感電流正向減小到0。變壓器高壓側承受正向電壓，二極管D1和D4導通。

開關模態(tài)3[t2-t3]：在時刻t2，Q4關斷，Q2導通。漏感電流ILIK通過Q2和Q4的續(xù)流二極管續(xù)流，漏感電壓為0，漏感電流為0。變壓器高壓側電壓為0。

開關模態(tài)4[t3-t4]、開關模態(tài)5[t4-t6]、開關模態(tài)6[t5-t6]導通過程與開關模態(tài)1～3類似，不再贅述。

升壓模式下，漏感ILIK工作在電流斷續(xù)模式。每個開關周期包含6個工作模態(tài)。

開關模態(tài)1[t0-t1]：開關管Q0、Q2和Q3導通。輸入電壓Vin低于鉗位電容電壓VC2。輸入二極管D0截止。輸入電感Lin上的電壓為Vin-VC2為負，電感電流ILin減小。鉗位管Q0導通，鉗位Q1和Q4電壓。漏感電壓為(VC2-V0/N），漏感電流ILIK反向增加。變壓器高壓側承受反壓，二極管D2和D3導通。

開關模態(tài)2[t1-t2]：t1時刻，開關管Q1開通，Q0關斷。輸入電感Lin的電壓為Vin，電感電流ILin流過Q1和Q2，電流正向增大。漏感壓降為V0/N，漏感電流ILIK負向減小。變壓器高壓側承受反壓。

開關模態(tài)3[t2-t3]：輸入電感Lin的電壓為Vin，電感電流ILin流過Q1和Q2，繼續(xù)增大。漏感壓降為0，漏感電流ILIK為0。變壓器高壓側電壓為0。

開關模態(tài)4[t3-t4]：在t3時刻，Q2關斷，Q4開通。輸入電感Lin的電壓為Vin，電感電流Iin流過Q3和Q4，繼續(xù)增大。原邊漏感電壓為0，漏感電流ILIK為0。變壓器高壓側電壓為0。

開關模態(tài)5[t4-t5]、開關模態(tài)6[t5-t6]、開關模態(tài)7[t6-t7]和開關模態(tài)8[t7-t8]的導通過程與開關模態(tài)1～4類似，不再贅述。

2 運行特性分析

2.1 降壓模式

當占空比D＜0.5時，電路進入降壓模式。在降壓模式中，漏感Lik伏秒平衡方程為

式中：fs為開關頻率；R為負載；KLlk為電壓增益重要參數(shù)，它與開關頻率、變壓器匝數(shù)比、漏感以及負載相關，與占空比和變壓器匝數(shù)比共同決定升壓比。升壓模式和降壓模式的電壓增益都與KLlk有關。

2.2 升壓模式

當占空比D＞0.5時，電路為升壓模式。根據(jù)輸入電感伏秒平衡可得，輸入電壓與鉗位電容電壓之間的關系為

2.3 電壓增益分析

圖6為變壓器變比為1∶5的電壓增益與占空比關系曲線。

圖6 直流變換拓撲電壓增益曲線（N=5）Fig.6 Voltage gain of reconfigurable topology（N=5）

當D在0～1調節(jié)時，直流變換拓撲可以實現(xiàn)從0到最大電壓增益的平滑連續(xù)變化，從而實現(xiàn)輸出電壓升壓和降壓兩種運行模式。直流變換拓撲的電壓增益跟D，KLlk有關。隨著KLlk增大，電壓增益曲線趨于平緩。因此減小變換電路KLlk，即減小變壓器漏感或增大負載阻值有助于提高電壓增益。在實際工程中，適度增大KLlk有助于實現(xiàn)開關管軟開關。在電路參數(shù)設計時，結合電壓增益和軟開關需求，選擇合適的KLlk。

4 控制策略

變換器具有最大功率跟蹤、恒電壓和恒電流3種運行模式。變換器啟動時，運行在恒壓模式下，以防止單臺變換器過壓。啟動過程完成后，變換器進入最大功率跟蹤模式。由于變換器具有寬電壓增益調節(jié)范圍，可以滿足大部分工況下輸入、輸出電壓匹配，因此變換器主要在最大功率跟蹤模式下并網輸出。當變換器間功率失配嚴重時，根據(jù)式（1）可得輸出功率大的變換器輸出電壓高，當達到輸出電壓上限，變換器運行在恒壓模式下。當直流電網故障等造成電網電壓低于額定電壓時，變換器運行在恒流模式下，以防止輸出過流。圖7中為3個直流變換器組成的串聯(lián)系統(tǒng)。當各光伏陣列輸出功率相等時，各變換器輸出電流為Io1，輸出電壓和功率相同，變換器工作點A1，B1，C1，變換器模塊均工作在升壓模式下。當3組光伏陣列輻照度不同時，每個變換器將工作在不同的輸出曲線，各變換器輸出電壓不相同。當一組輻照度降到很低（工作點為A2）時，輸出功率高的變換器因輸出電壓過高而進入恒壓模式（工作點移動到C2點）。A2點變換器電壓增益低，變換器模塊工作在降壓模式下。

圖7 串聯(lián)型光伏直流變換器的輸出外特性Fig.7 The output characteristic of series-connected PV converter

圖8為串聯(lián)型光伏直流升壓變換器控制策略框圖。

圖8 串聯(lián)型光伏直流升壓變換器控制策略Fig.8 The control strategy of series-connected PV converter

由圖8可知，控制系統(tǒng)分3個閉環(huán)，分別是輸入電壓環(huán)路、輸出電流環(huán)路和輸出電壓環(huán)路。νin，iin，νout分別為輸入電壓、輸入電流和輸出電壓的采樣值；Vinref1為根據(jù)MPPT計算得出的輸入電壓參考；Vinref為恒壓模式下的輸出電壓環(huán)路參考；Vinref2為電壓補償器的結果，電壓環(huán)路模式控制器確定Vinref，Vinref1，Vinref2；Voutref為輸出電流環(huán)路參考。在MPPT模式下，輸入電壓環(huán)路和輸出電流環(huán)路起作用；在輸出電壓模式下，輸出電壓環(huán)路另外有效；在恒定電流模式下，電流基準設置為輸出電流的最大值。變換器通過控制實現(xiàn)分散自治運行。

4 實驗結果

依據(jù)本文提出的直流變換拓撲，研制了3 kV/90 kW光伏直流變換模塊，如圖9所示。主要參數(shù)如表1所示。

圖9 3 kV/90 kW直流變換模塊Fig.9 3 kV/90 kW DC-DC module with topology

表1 直流變換模塊主要參數(shù)Table 1 Parameters of the DC module

設計輸入電感時重點考慮開關管承受的電流應力，因此本文按照電感電流紋波在30%以內設計輸入電感。變壓器變比為圖3中V0與鉗位電容電壓Vc2的比值。Vc2的大小取決于開關管Q1～Q4所能承受的電壓應力，本文Vc2取值900 V。為了驗證拓撲和控制算法的有效性，建立串聯(lián)系統(tǒng)原理驗證平臺如圖10所示。

圖10 串聯(lián)系統(tǒng)原理驗證平臺Fig.10 Experiment platform for series system

圖11為直流變換模塊的工作波形。

圖11 直流變換模塊主要波形Fig.11 Experimental waveforms of the dc-dc module

由圖11可知，開關管Q1，Q3占空比為0.65，輸入電壓600 V，輸出電壓3 kV，此時電路工作在升壓模式下。開關管Q1，Q3為占空比為0.4，輸入電壓為600 V，輸出電壓為1 430 V，此時電路工作在降壓模式下。

光伏直流變換模塊升壓模式和降壓模式下的效率曲線如圖12所示。升壓模式下，模塊工作在90 kW時的最大轉換效率為97.47%。降壓模式下，模塊輸出功率為58 kW時，轉換效率為96.2%。

圖12 直流變換模塊效率Fig.12 Measured efficiency of dc module

串聯(lián)系統(tǒng)原理驗證平臺中，3組模塊分別代表變換器1、變換器2和變換器3。3組模塊輸入分別連接3個光伏模擬器，輸出串聯(lián)并入8 kV直流系統(tǒng)。仿真波形如圖13所示。圖中：νo1，νo2，νo3為3臺變換器模塊的輸出電壓；νc1，νc2，νc3為3臺變換器模塊的變壓器原邊電壓。3臺變換器模塊的占空比相等，模塊輸出電壓均為2.7 kV，且均運行在升壓模式下，3臺變換器均運行在最大功率跟蹤模式下。變換器1功率下降80%，運行在最大功率跟蹤模式，其模塊的輸出電壓νo1下降到1.5 kV，運行在降壓模式。其余兩臺變換器運行在恒壓模式，變換器模塊νo2和νo3輸出電壓均為3.25 kV，運行在升壓模式下。

圖13 3臺變換器串聯(lián)運行實驗波形Fig.13 Waveform of three converters in series

圖14為3臺變換器輸出串聯(lián)并入±30 kV直流系統(tǒng)的運行波形。串聯(lián)系統(tǒng)中±30 kV直流母線通過DC/AC換流器逆變成交流并入交流電網。DC/AC換流器穩(wěn)定±30 kV直流母線電壓。

圖14 3臺變換器串聯(lián)晴天運行波形Fig.14 Actual operating waveforms of 3 series connected in sunny day

晴天時輻照度穩(wěn)定，3臺變換器輸出功率曲線平滑，各自跟蹤光伏最大功率點輸出。3臺變換器各自輸出功率占總功率比例基本不變，各變換器輸出電壓穩(wěn)定，分別為19，20，21 kV。串聯(lián)系統(tǒng)輸出差模電壓維持在60 kV，輸出電流曲線與變換器功率曲線趨勢一致。

圖15為浮云天氣時變換器的運行波形。

圖15 3臺變換器串聯(lián)浮云天氣運行波形Fig.15 Actual operating waveforms of 3 series connected in cloudy day

浮云天氣時，輻照度受浮云影響變化波動較大，光伏陣列的輸出功率也隨之大幅波動。10：00-14：00，3臺變換器輸出功率較低，但波動不大，各變換器輸出功率較為一致，3臺變換器輸出電壓較為穩(wěn)定，都分布在20 kV左右。14：00-17：00，光伏功率波動較大，各臺變換器輸出功率不一致。變換器的輸出電壓隨功率波動，變換器輸出電壓最低14 kV，最高達到23 kV。在此過程中，變換器輸出電壓寬范圍運行，沒有出現(xiàn)停機，3臺變換器在功率大幅波動工況下穩(wěn)定運行。

5 結論

本文提出了一種適用于串聯(lián)系統(tǒng)的光伏升壓直流變換器拓撲及控制策略。針對變換器模塊提出一種新型buck-boost直流變換拓撲及調制方法，通過調節(jié)占空比就可實現(xiàn)拓撲升壓和降壓模式靈活切換。當漏感較小時，升壓模式下拓撲最大電壓增益可達2 VinN，降壓模式下拓撲電壓增益0～VinN。從而使拓撲具有0～2 VinN的寬電壓調節(jié)范圍，滿足串聯(lián)升壓系統(tǒng)中變換器寬輸出電壓范圍的技術需求。與傳統(tǒng)隔離型buck-boost直流變換拓撲相比，該直流變換拓撲通過控制低壓側開關管，就可實現(xiàn)升壓或降壓運行，從而簡化控制。通過本文提出的控制算法使變換器在各種工況下實現(xiàn)分散自治運行?，F(xiàn)場實際運行數(shù)據(jù)證明了本文所提出的串聯(lián)型光伏直流變換器拓撲和控制算法的可行性。光伏陣列通過串聯(lián)型光伏直流變換器實現(xiàn)就地升壓，分散接入直流電網，有利于提高光伏系統(tǒng)轉換效率，降低匯集電纜和轉換裝備數(shù)量，節(jié)約系統(tǒng)成本，具有廣闊的應用前景。