何 月,田遙嶺,劉 戈,黃 昆,鄧賢進,蘇 偉
(1. 中國工程物理研究院 微系統(tǒng)與太赫茲研究中心, 四川 成都 610200; 2. 中國工程物理研究院 電子工程研究所, 四川 綿陽 621900)
太赫茲技術是目前信息科學技術研究前沿與熱點領域之一[1-4],其中基于固態(tài)電子學的電路級聯(lián)來實現(xiàn)的太赫茲源和檢測器,結構相對緊湊,容易集成系統(tǒng),而且可以在室溫環(huán)境下工作,是目前實現(xiàn)高功率太赫茲源和高靈敏度太赫茲接收的一種重要方法[5-13]?;诠虘B(tài)電子學的太赫茲雷達探測手段已逐漸走上應用,在機場安檢、跑道異物檢測、縮比模型雷達散射截面測量等方面具有重要用途。在太赫茲雷達探測應用中,對太赫茲收發(fā)鏈路前端的功率、相位噪聲、噪聲系數(shù)和靈敏度有著較高的要求,因此在設計太赫茲前端過程中,需要盡可能提高輸出功率和接收機的噪聲系數(shù)指標。
220 GHz發(fā)射前端采用Ka波段二倍頻器、V波段二倍頻器、高階E波段帶通濾波器、E波段多路合成功率放大器以及基于肖特基二極管的220 GHz三倍頻器實現(xiàn)多級倍頻放大。220 GHz接收前端采用Q波段放大器、基于肖特基二極管的110 GHz二倍頻器和220 GHz諧波混頻器以及中頻放大鏈路,其中中頻放大鏈路采用中頻低噪放、中頻濾波器、中頻可調衰減器。220 GHz發(fā)射和接收前端原理如圖 1和圖 2所示。
圖1 220 GHz發(fā)射前端原理框圖Fig.1 Principle block diagram of 220 GHz transmitter front end
圖2 220 GHz接收前端原理框圖Fig.2 Principle block diagram of 220 GHz receiver front end
發(fā)射前端主要性能指標包括發(fā)射功率PRF、發(fā)射信號諧波抑制、信號帶寬等。發(fā)射前端中E波段四倍頻器采用Ka二倍頻器和E波段二倍頻器組成,中間會存在交調分量,因此后級E波段濾波器需要對高階諧波分量進行抑制,同時保證低損耗傳輸,以保證發(fā)射信號的信噪比。為了實現(xiàn)太赫茲發(fā)射功率強度,需要保證E波段功率合成器的輸出功率,以推動后級倍頻器功率輸出。
(a) 輸出功率(a) Output power
(b) 頻譜特性(b) Spectral characteristics圖3 E波段倍頻器測試結果Fig.3 Measured results of E-band frequency multiplier
E波段四倍頻采用商用芯片公司的芯片實現(xiàn)。傳輸線采用0.254 mm厚度的Rogers 5880,微帶線線寬為0.74 mm。采用電磁仿真軟件HFSS進行腔體諧振點以及無源探針結構、彎波導結構仿真。圖3顯示了E波段4倍頻器輸出功率的測試結果,在66~79 GHz頻率范圍內,輸出功率大于20 mW,最大值出現(xiàn)69 GHz處為52 mW,為了測試E波段四倍頻器的頻譜特性,采用頻譜擴展進行73 GHz處頻率特性測試如圖3所示,可以發(fā)現(xiàn)信號無雜散,信號質量良好。
E波段濾波器的主要作用為濾除輸入信號的4次諧波以外的諧波信號,保證輸出信號的雜散信號的抑制。設計中的帶通濾波器采用切比雪夫低通原型濾波器設計。經(jīng)過前面分析,倍頻器主要的諧波分量為三次諧波和五次諧波,因此設定E波段濾波器的中頻頻率為73 GHz,帶寬為9 GHz,帶外抑制大于30 dB(下邊帶53.25~57.00 GHz,上邊帶85~96 GHz)。采用切比雪夫低通原型濾波器的衰減特性公式計算濾波器的階數(shù)n為7。E波段波導濾波器采用H面階梯耦合窗口實現(xiàn),但在實際加工中很難加工垂直的轉角,一般在外直角處倒一定的圓弧。采用傳統(tǒng)矩形波導模式匹配法無法計算引入圓弧的S參數(shù),因此需要對圓弧處的阻抗變換器進行計算。在三維電磁仿真軟件中仿真圖4所示結構模型,得到S參數(shù),根據(jù)電路理論采用ABCD矩陣可以得到K變換器的參數(shù)值。由對應的K值與附加相移值,掃描階梯的寬度a1即可獲得所需的K值,再調節(jié)每個諧振器長度L實現(xiàn)相應頻率的諧振,從而產生所需的濾波器結構。
(a) 理想階梯模型 (a) Ideal step model
(b) 引入倒角的階梯模型(b) Step model with chamfering
(c) 等效電路(c) Equivalent circuit
(d) K變換等效電路(d) K-transform equivalent circuit圖4 波導濾波器H面不連續(xù)等效模型Fig.4 Equivalent model of H-plane discontinuity in waveguide filter
最終在電磁仿真軟件中建立如圖5(a)所示仿真模型,圖5(b)展示了考慮倒圓角的矩形系數(shù),得到E波段濾波器仿真結果,69~79 GHz頻率范圍內插損小于0.3 dB,反射系數(shù)小于-20 dB,在三次諧波和五次諧波處抑制大于35 dB,滿足設計要求。
(a) 仿真模型與加工實物圖(a) Simulated model and object
(b) 仿真結果(b) Simulated result圖5 耦合系數(shù)計算得到的E波段濾波器Fig.5 E-band filter obtained by coupling coefficient calculation
為了實現(xiàn)220 GHz發(fā)射前端足夠功率(大于10 mW)的輸出,前級驅動放大器的功率必須足夠大,采用商用芯片4路合成來實現(xiàn)。對于單個芯片跟E波段四倍頻器一樣,為防止芯片腔體內部在工作頻率范圍內產生諧振點,需要對腔體結構的尺寸進行設計,必要時采用吸收方阻TaN來抑制諧振點的產生。圖6(a)、圖6(b)展示了由5片商用芯片實現(xiàn)的4路功率合成E波段功率放大器腔體仿真結果,可以看出E波段功率合成器無源結構在68~78 GHz頻率范圍內反射系數(shù)小于-20 dB。由于E波段功率合成器采用5片功放芯片4路合成,功耗較大,因此合成器腔體結構設計時必須做散熱處理。圖6(c)顯示E波段功率合成器最大輸出功率接近300 mW,工作帶寬大于68~82 GHz。
太赫茲三倍頻器電路結構主要分為平衡式電路和非平衡式電路[11-12],平衡式電路具有基次倍頻效率高、帶寬寬等優(yōu)點,但由于平衡式電路結構需要借助電容進行直流偏置,采用混合集成方式實現(xiàn)三倍頻電容偏置比較困難,且對裝配要求比較高,因此往往只在集成單片電路中才會利用平衡式電路結構實現(xiàn)三倍頻器。非平衡式電路則采用常用的二次倍頻電路結構實現(xiàn),電路呈對稱結構,電路依靠濾波器結構和減高波導實現(xiàn)二次諧波的抑制以及三次倍頻信號的傳輸。采用諧波平衡仿真方法建立三倍頻器等效電路模型和三維結構,如圖7所示。設計中采用太赫茲平面肖特基二極管的直流電阻為15 Ω,內電勢為0.93 V,理想因子為2.4,飽和電流為8.85×10-13A,單管零偏置為16 fF。倍頻器電路采用50 μm石英基片(εr=3.78)微帶電路形式。
(a) E波段功率合成器無源結構仿真模型(a) Simulation model of passive structure in E-band power synthesizer
(b) 合成仿真結果(b) Simulated result of synthesis
(c) 功率測試結果(c) Measured Output power result圖6 E波段4路功率合成器Fig.6 E-band 4 channels power combiner
220 GHz非平衡式三倍頻器測試與仿真結果如圖8所示,由圖8可知,非平衡式三倍頻器在219 GHz頻率處最大功率為11 dBm,最大倍頻效率大于5%,在214~226 GHz頻率范圍內,輸出功率大于5 dBm。圖9展示了最終的220 GHz發(fā)射前端的實物圖,結構尺寸小于100 mm×40 mm×30 mm,緊湊型的結構布局方便實現(xiàn)太赫茲發(fā)射鏈路的系統(tǒng)小型化集成。
(a) 等效電路模型示意圖(a) Schematic diagram of equivalent circuit model
(b) 三維電磁仿真結構(b) 3D electromagnetic simulated structure圖7 220 GHz非平衡式三倍頻器的仿真電路結構Fig.7 Simulation circuit of 220 GHz unbalanced frequency multiplier
圖8 220 GHz非平衡式三倍頻器測試與仿真結果Fig.8 Simulated and measured result of 220 GHz unbalanced frequency multiplier
圖9 220 GHz發(fā)射前端實物圖Fig.9 Physical picture of 220 GHz transmitter structure
相對于220 GHz發(fā)射前端來說,220 GHz接收前端的本振驅動所要求的功率較低(2~5 mW),因此設計前級驅動只要滿足帶寬和功率要求即可。前級驅動主要包括36 GHz功率放大器以及108 GHz三倍頻器。108 GHz阻性平衡式三倍頻器采用阻性肖特基二極管UMS公司的DBE105a,通過兩個芯片反向并聯(lián)形成平衡結構,如圖10(a)所示。微帶線結構采用寬度為700 μm,厚度為127 μm的石英基片,相對介電常數(shù)為3.78。最終掃描如圖10(b)所示,108 GHz平衡式三倍頻器在90~140 GHz頻率范圍內實現(xiàn)了大于8 dBm的功率輸出,且平坦度為±1.5 dB,很好地滿足了接收機對前級驅動功率的要求。
(a) 仿真電路結構(a) Simulated circuit structure
(b) 輸出功率掃描結果(b) Output power scanning results圖10 110 GHz阻性平衡式三倍器仿真Fig.10 Simulation of 110 GHz resistive balanced tripler
由于太赫茲頻段低噪聲放大器的缺乏,在設計太赫茲頻段的接收機時,太赫茲混頻器往往作為接收機的第一級使用,因此其噪聲系數(shù)是極為重要的性能指標。利用太赫茲肖特基二極管設計太赫茲混頻器時,建立精確的太赫茲二極管模型是設計低噪聲混頻器的前提。為了準確對220 GHz固態(tài)諧波混頻器進行仿真,建立了引入電子熱噪聲的肖特基二極管完備電氣模型,相比簡易二極管模型僅有Ij(Vj)和Cj(Vj)來表征非線性,新的模型中增加了耗盡區(qū)電阻Repi、惰性電感Li、位移電容Cd、趨膚電阻Zskin以及歐姆接觸電阻Zc,如圖11所示。二極管的主要性能參數(shù)如下:結電容1.5 fF,串聯(lián)電阻為13 Ω,反向飽和電流為9.1×10-15A,理想因子為1.12,勢壘電壓為0.69 V。設計太赫茲混頻器時,采用緊湊型hammer-head濾波器強諧振結構,替代傳統(tǒng)的高低阻抗低通濾波器,盡可能在保證抑制度的前提下降低信號傳輸損耗。220 GHz太赫茲混頻器仿真結構如圖12(a)所示。通過控制中頻的增益(0~60 dB)來實現(xiàn)接收機60 dB動態(tài)范圍指標,如圖12(b)所示。最后通過Y因子法[13]對220 GHz接收機噪聲系數(shù)與混頻器噪聲溫度性能進行測試,測試結果如圖13所示。220 GHz接收機測試的最低噪聲系數(shù)為6.3 dB,而220 GHz混頻器在205~235 GHz工作范圍內,最低雙邊帶噪聲溫度為600 K,220 GHz接收機的中頻范圍為0.3~1.2 GHz,中頻噪聲系數(shù)為0.7dB。
圖11 肖特基二極管結區(qū)電氣模型Fig.11 Schottky diode junction model
(a) 220 GHz混頻器仿真電路結構(a) Simulated structure of 220 GHz sub-harmonic mixer
(b) 220 GHz接收機結構(b) Structure of 220 GHz receiver圖12 220 GHz混頻器電路結構與接收結構Fig.12 Circuit structure of 220 GHz mixer and receiving structure
圖13 220 GHz混頻器噪聲溫度與接收機噪聲系數(shù)測試(中頻為1 GHz)Fig.13 Measured noise temperature of 220GHz mixer and noise figure of receiver (IF=1 GHz)
基于肖特基二極管的非線性研制了210~220 GHz的太赫茲發(fā)射鏈路和接收機,發(fā)射機輸出功率大于5 dBm,最大輸出功率大于10 dBm,接收機最優(yōu)噪聲系數(shù)小于6.5 dB,增益動態(tài)范圍大于60 dB。為了增加發(fā)射鏈路的輸出功率和接收機的穩(wěn)定性,下一步工作將在收發(fā)鏈路中增加220 GHz的功率放大器和低噪聲放大器。