王立喬 韓胥靜 李占一 楊 彬

一種新型飛跨電容型Zeta多電平逆變器

王立喬 韓胥靜 李占一 楊 彬

（燕山大學電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室 秦皇島 066004）

該文提出一種新型飛跨電容型多電平逆變器，該逆變器由Zeta變換器進行演變推導而得，具有可升降壓、電容可自均壓、鉗位器件少、拓撲延展性好等優(yōu)點，克服了傳統多電平逆變器在應用方面的局限性。該文首先介紹該逆變器的工作原理，并采用單極性載波相移調制策略，在不提高載波頻率的基礎上提高其等效開關頻率，降低輸出電壓的總諧波畸變率。此外，對Zeta五電平逆變器的開關器件電壓應力、電容自均壓的實現、升降壓能力和拓撲延展性能方面進行分析。所提逆變器采用PR調節(jié)器對其進行閉環(huán)控制，通過仿真對其可行性進行驗證，且在理論分析和仿真證明的基礎上，對Zeta五電平逆變器搭建一臺實驗樣機，實驗結果驗證該理論分析及仿真結果的正確性，以及該逆變器具有良好的動靜態(tài)性能。

多電平逆變器 Zeta變換器 升降壓 自均壓 閉環(huán)控制

0 引言

在大容量變換器領域，多電平逆變器具有其獨特的優(yōu)勢，只需采用低壓小功率器件即可完成大功率電能轉換[1]，交流側電壓的總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）可通過增加輸出電平數得到有效降低，為設計濾波器提供便利，且輸出側電壓跳變較小，避免了瞬時過大的d/d對器件的危害。因此，多電平逆變器不但廣泛應用于可再生能源發(fā)電以及大容量交流傳動系統，并且適用于高壓輸電系統、電能質量控制等領域[2]。

傳統的多電平逆變器主要包括：飛跨電容（Flying-Capacitor, FC）型、中點鉗位（Neutral Point Clamped, NPC）型及級聯H橋（Cascade H-Bridge, CHB）型[3-5]，然而這三種基本拓撲均存在一定的不足，限制了其在一些特殊場合的應用。中點鉗位型和飛跨電容型多電平逆變器需要對分壓電容電壓進行均衡控制，增加了系統控制難度[6]，且向更多電平擴展時，需要大量的鉗位器件[7]；級聯H橋型多電平逆變器雖然不存在直流側均壓問題，但需要大量獨立直流電源，成本較高[8]。此外，這三種逆變器均屬于降壓型逆變器，應用于風能、太陽能等輸入電壓寬范圍變化的場合時存在局限性。

針對傳統多電平逆變器的缺陷，提出許多新型多電平逆變器拓撲結構。文獻[9]提出了一種以雙Buck逆變器（Dual Buck Inverter, DBI）為基本單元的飛跨電容型雙Buck多電平逆變器（Flying-Capacitor Dual Buck Multilevel Inverter, FCDBMI），該拓撲與傳統飛跨電容逆變器相比，延展性有所增強，但仍要采用復雜的控制算法實現電容電壓平衡，且需要數量較多的鉗位電容。文獻[10]提出一種混合鉗位四電平逆變器。文獻[11]提出一種單相級聯七電平逆變器。這兩者雖然都減少了鉗位器件數量，但電容電壓均無法實現自均衡。文獻[12]提出了一種單電源九電平逆變器，該拓撲可以實現電容電壓自平衡且鉗位器件數量較少，但升壓能力較弱。以上幾種逆變器雖然在電容均壓控制、拓撲延展性方面具有一定優(yōu)勢，但仍只能夠實現升壓或降壓逆變。

為實現多電平逆變器升降壓能力，目前主要有幾種形式的解決方案，一是將無源阻抗網絡加入到傳統多電平變換器拓撲的前端[13-14]。文獻[15]在傳統二極管中點鉗位型多電平變換器的基礎上加入Z源網絡，構成一種可升降壓的多電平逆變器，此方案不但引入數值較大的電感、電容等無源元件，而且需要的鉗位器件數量較多，拓撲結構復雜，另外需要采用相應的控制算法實現電容電壓的均衡控制。二是采用兩級結構兼顧升降壓功能。文獻[16]在傳統級聯H橋每個模塊前增加一級可升壓的DC-DC變換器，將輸入直流電壓升高，從而使電路具有升壓能力，但加入DC-DC環(huán)節(jié)增加了系統成本，降低了可靠性和效率。三是從分析構成多電平變換器的基本結構單元出發(fā)，傳統電壓型逆變器無法實現升降壓逆變的根源在于其多由Buck斬波器演變而來，升降壓斬波器中的Cuk和Zeta變換器為脈沖電壓源型[17-18]，可以作為基本單元擴展成為多電平逆變器。文獻[19]提出了一種單級非隔離型雙Cuk多電平逆變器，以Cuk變換器作為基本單元，具有升降壓能力，但是該電路中無源器件較多，可靠性不高。

本文在分析現有多電平變換器結構的基礎上，結合Zeta變換器特點，提出一種基于Zeta的新型飛跨電容型多電平逆變器。該拓撲通過將基本單元在輸入側并聯、輸出側串聯組合而成，中間電容器與輸出濾波器采用復用原則，減少了無源器件數量，可實現單級升降壓逆變，且具有電容自均壓、擴展能力較強的優(yōu)點。在新能源發(fā)電等需要寬電壓輸入的應用場合具有一定的價值。本文以Zeta五電平逆變器作為研究對象，介紹其調制方式及各個工作模態(tài)，分析了該逆變器正常工作時的開關器件應力、電容自均壓的實現、升降壓能力以及拓撲的擴展能力，并對Zeta五電平逆變器進行了仿真證明。最后搭建實驗樣機，驗證了本文理論分析和仿真結果的正確性。

1 拓撲結構及工作原理

1.1 拓撲結構

以Zeta變換器作為基本單元構造多電平逆變器拓撲的推演過程如圖1所示。在傳統的Zeta電路基礎上，輸入側電感處串聯一個二極管，實現輸入側電感與輸出側電感的解耦，得到能量從輸入側向輸出側單向流動的改進型Zeta變換器電路，如圖1a所示。將Zeta變換器的開關管和二極管兩兩串聯，把二極管變?yōu)殡p向流動的開關管，以此作為基本單元，經過輸入側并聯、輸出側串聯組合得到基于Zeta的三電平逆變器電路，如圖1b所示。在基于Zeta的三電平逆變器4個開關管上串聯開關管，并在串聯的開關器件之間加入飛跨電容2、3，得到基于Zeta的五電平逆變器電路，如圖1c所示。按照該方式繼續(xù)加入開關管及飛跨電容，即可得到基于Zeta的電平逆變器電路，如圖1d所示。

1.2 調制策略及工作原理

本文研究對象為Zeta五電平逆變器，是在Zeta三電平逆變器上擴展得到，其工作于正負半周，且工作方式互補，因此不能采用雙極性調制，應選擇單極性調制方法。Zeta五電平逆變器在此基礎上采用單極式載波相移調制策略[20]，驅動方式如圖2所示。

圖2 基于Zeta五電平逆變器驅動方式

由圖2可見，在一個工頻周期內，由于不同時刻導通的開關器件不同，Zeta五電平逆變器又可分為八種工作狀態(tài)，如圖3所示。當調制波大于0時，開關管Q3～Q6持續(xù)關斷，工頻開關器件Q7、Q8持續(xù)導通，高頻開關器件Q1、Q2按圖2所示波形依次導通與關斷。此時Zeta五電平電路有四種工作狀態(tài)，如圖3a～圖3d所示。

工作狀態(tài)Ⅲ：由圖3c可見，在狀態(tài)Ⅱ中導通的開關管保持開通，同時開關器件Q1再次開通，分別形成兩條工作回路。第1條回路從電源出發(fā)經過電容1以及開關管Q1、Q2、Q7、Q8，此時能量從和1向輸出側轉移。第2條回路主要經過電源、電感1、二極管VD1以及開關管Q1、Q2，在這條回路中電源的能量向1轉移。這個工作狀態(tài)下1放電，而1以及f充電。此時在未濾波情況下該逆變器輸出電平數為+2。

工作狀態(tài)Ⅳ：由圖3d可見，在上述狀態(tài)基礎上開關管Q1和Q2關斷，Q7、Q8不動作，此時形成兩條工作回路。第1條回路由濾波電感f、開關器件Q7、Q8及Q5、Q6的反并聯二級管組成，f存儲的能量向負載轉移。第2條回路是否工作取決于此時電感1是否有能量剩余。若1在前兩種狀態(tài)中有過充過程或者并未將自身能量完全轉移，那么1中剩余的能量可經由開關管Q5和Q6的反并聯二級管構成的回路向電容1釋放能量。這時電容1充電，電感1和f放電。若電感1在前兩種工作狀態(tài)中沒有剩余能量，那么此時僅有電感f向負載端釋放能量這一條回路，第2條回路不工作。此時在未濾波情況下該逆變器輸出電平為0。

當調制波處于負半周期時，開關管Q1、Q2、Q7、Q8一直關斷，工頻工作的開關器件Q5、Q6一直導通，高頻開關器件Q3、Q4按圖2所示波形依次導通與關斷。這時電路存在四種工作狀態(tài)，與正半周工作狀態(tài)對應，如圖3e～圖3h所示。

2 性能分析

變換器的損耗很大程度上取決于開關器件的損耗，降低器件所承受的電壓應力，是提升變換器性能的關鍵。對于存在多個電容的變換器，電容電壓不平衡會導致電壓偏置，影響逆變器正常工作。本文提出的多電平逆變器拓撲可以有效降低開關管電壓應力并實現電容自均壓，同時具備升降壓能力且拓撲結構易于向多電平擴展。

2.1 電容自均壓的實現

由新型Zeta五電平逆變器的工作原理可知，該逆變器在不同的工作狀態(tài)下各個電容的充放電狀態(tài)不同，因此得到了不同的輸出電平數，根據以上工作模式，在表1中列出了不同開關狀態(tài)對應的電平值。

由表1可知，在正半周，輸出電平包括+2、+、0三種，其中+電平存在兩種開關狀態(tài)，因此正半周對應的四種工作狀態(tài)中電容1、2充放電示意圖如圖4所示。

由圖4可以看出，在工作狀態(tài)Ⅰ即開關管Q1導通時，電容1放電、電容2充電。在開關狀態(tài)Ⅱ即開關管Q2導通時，電容1充電、電容2放電。在開關狀態(tài)Ⅲ，開關管Q1和Q2均導通，此時只有電容1放電。在開關狀態(tài)Ⅳ，開關管Q1和Q2均關斷，此時只有電容1充電。由圖2可知，載波w1與調制波比較產生的PWM信號控制開關管Q1，載波w2與調制波比較產生的PWM信號控制開關管Q2，且調制波頻率遠小于載波頻率時，高頻開關管Q1、Q2在一個調制波周期內的導通時間基本相同，且保證電容1和電容2容值相等，那么此時電容1和電容2充放電平衡。即采用此種調制方式使電容電壓在一個周期內可以保持平衡。同理在負半周期電容1與電容3電壓也可以保持平衡。對于電容容值不等引起的電容電壓不平衡，可以加入均壓環(huán)，根據+和-電平的開關冗余狀態(tài)，實時選擇不同的工作模式來實現電容電壓平衡。因此，在逆變器工作過程中，電容1、2、3可以實現自均壓。

表1 基于Zeta的五電平逆變器電平組合與開關狀態(tài)

Tab.1 Zeta-based five-level inverter level combination and switch status

注：1表示開關管開通；0表示開關管關斷。

圖4 正半周期電容電壓波形示意圖

2.2 升降壓能力分析

Zeta五電平逆變器是在Zeta三電平逆變器基礎上的擴展，以Zeta三電平逆變器為例進行升降壓能力分析，其穩(wěn)態(tài)工作時分別如圖1a中的兩個改進型Zeta電路工作于正負半工頻周期。此電路在輸入側電感1處串聯一個二極管，由于二極管的加入使得電感電流在調制波過零附近小占空比處發(fā)生斷續(xù)，且電感電流斷續(xù)后，無法流過反向電流，即輸入側電感電流嚴格為0。因此可簡化為分析單個改進型Zeta變換器在輸入電感電流斷續(xù)情況下的升降壓能力[21]。

設穩(wěn)態(tài)工作時，圖1a所示改進型Zeta變換器開關周期為s，根據輸入側電感不同的充放電狀態(tài)，此電路分為三種工作模式：工作模式Ⅰ中，開關管Q1開通時間為0～1()s，此時輸入側電感充電；工作模式Ⅱ中，開關管Q1關斷時間為1()～[1()+2()]s，輸入側電感放電；工作模式Ⅲ中，儲能電感不工作時間為[1()+2()]s～s，輸入側電感電流降為0。

由工作原理可得，在0～1()s時間段內，由工作模式Ⅰ有

式中，1為輸入側電感；i1為電感1電流；if為電感f電流；f為輸出側濾波電感；in為輸入電壓；o為輸出電壓；1為中間電容電壓。

輸入側電感電流變化量可以表示為

輸出端電感電流變化量為

式中，Vf為電容f兩端電壓。

在1()s～(1()+2())s時間段，由工作模式Ⅱ可得

輸入側電感電流變化量可以表示為

輸出端電感電流變化量為

在[1()+2()]s～s時間段，由工作模式Ⅲ有

一個工作周期內1()+2()+3()=1，穩(wěn)態(tài)工作時，一周期內電感電流變化量為零，即

因此可得

聯立式（13）和式（14）可得

上述推導基于Zeta直流變換器，在逆變器中，占空比和輸出電壓瞬時值皆為變化量。該逆變電路采用單極性調制，調制波表示為s=sin()，其中為調制比，由面積等效原理，忽略高次諧波，則占空比為

輸出電壓為

式中，om為輸出電壓峰值。

為便于分析，設占空比最大時儲能電感電流處于臨界連續(xù)狀態(tài)，此時在最大占空比處可得

由式（18）和式（19）可得

由式（20）可知，電壓增益為

由式（21）可以看出，基于Zeta的多電平逆變器可以實現升降壓逆變，當=0.5時，輸入電壓等于輸出電壓；當＞0.5時，可實現升壓逆變，當＜0.5時，可實現降壓逆變。

2.3 拓撲比較分析

由圖1可知，Zeta多電平逆變器輸出（為奇數）電平，當＞1時，需要1個電源、2(-1)個開關管和(-1)/2個分壓電容，為進一步說明該逆變器具有較強的擴展能力，將二極管中點鉗位型、飛跨電容型、級聯H橋多電平逆變器以及文獻[9]提出的新型拓撲結構與Zeta五電平逆變器進行對比，得出擴展為電平時，各多電平逆變器所需電源、開關管以及鉗位器件數目見表2。

表2 各多電平逆變器輸出電平時所需電源、開關管以及鉗位器件數目

Tab.2 Number of power supplies, switches, and clamp devices required for each multilevel inverter to output n level

根據表2數據可以看出，Zeta五電平逆變器輸入電源個數為1，所需鉗位器件數量較少，相比較于現有的逆變器具有更好的擴展能力。另外，NPC和文獻[9]提出的FCDBMI在擴展為更多電平逆變器時，需要復雜的電容均壓控制策略，而在Zeta多電平逆變器中不存在這些問題。

本文提出的新拓撲只需單級結構便可實現升降壓逆變，相比于傳統兩級結構，拓撲結構大大簡化?？蓪崿F升降壓的五電平逆變器所采用的電源，無源器件數目及電壓、電流應力見表3。

表3 五電平逆變器所需電源、開關管以及鉗位器件數目

Tab.3 Number of power supplies, switches, and clamp devices required for each multilevel inverter to output five level

由表3可以看出，本文提出的Zeta五電平逆變器相比于Z源逆變器、傳統兩級結構逆變器以及雙Cuk電路節(jié)省了電源及無源器件的數目，成本較低。該逆變器開關管電壓應力為(in+om)/2，僅為傳統Zeta變換器的一半。與文獻[4]所列三種五電平逆變器相比，在降壓變換時，開關管電壓應力僅略高于Z源型逆變器，在升壓變換時，電壓應力稍有升高。當其擴展為2+1電平逆變器時，電壓應力進一步降低為(in+om)/。另外，開關管電流應力與另外三種拓撲基本相同。綜上所述，Zeta五電平逆變器損耗較低，在大功率場合應用中具有良好的經濟效益。

3 仿真分析

3.1 開環(huán)仿真

本文對新型Zeta五電平變換器進行仿真證明。由于該拓撲由Zeta直流變換器拓展而來，因此仿真參數依照Zeta直流變換器參數設計原則選取[22]。輸入側電感1=2=0.15mH，中間儲能電容1=470mF，飛跨電容2=3=100mF。濾波電感f=4mH，濾波電容f=2.2mF，負載電阻為50W。

按照以上參數進行仿真，輸入電壓設置為80V，調制比設置為0.61時，輸入輸出電壓濾波前后波形及其諧波頻譜如圖5a、圖5b所示，濾波后輸出電壓峰值為120V，濾波前輸出電壓為五電平，可見該逆變器可實現升壓逆變；輸入電壓in設置為150V，調制比設置為=0.44時，輸出電壓濾波前后波形及其諧波頻譜如圖5c、圖5d所示，濾波后輸出電壓峰值為120V，可見該逆變器可以實現降壓逆變，由圖5可見，濾波前輸出電壓退化為三電平，但是其等效的開關頻率同輸出五電平時一致，仍會擴大為載波頻率的兩倍。

Zeta五電平逆變器中間電容電壓以及兩個飛跨電容電壓波形如圖6所示，從圖中可以看出，該多電平逆變器工作過程中各個電容電壓實現了自均壓，與理論分析相一致。

圖6 各電容電壓波形

3.2 閉環(huán)仿真

為使Zeta五電平逆變器有穩(wěn)定的輸出電壓，且具有良好的抗擾性能，本文對其進行閉環(huán)控制[23]。由于該逆變器由Zeta電路擴展而來，因此可以參照Zeta電路的建模及控制方法，設計閉環(huán)調節(jié)器，這里不再贅述[24]。為實現對輸出電壓的無靜差跟蹤，采用比例諧振控制器（PR）[24]，閉環(huán)控制框圖如 圖7所示。

圖7 閉環(huán)系統框圖

閉環(huán)仿真參數與開環(huán)仿真參數保持一致，給定電壓峰值大小為120V，對輸入電壓突增和突降兩種工況進行了仿真。在相同時刻，分別使輸入電壓從80V突變到150V、從150V突變到80V，仿真結果如圖8所示。在輸入電壓突變時，0.02s時間內，輸出電壓便可快速跟隨給定，且輸出電壓THD較小。

圖8 輸入電壓突變時輸出電壓波形

保持給定電壓峰值為120V，當系統滿載運行到0.12s時將負載切換為半載，當系統半載穩(wěn)定運行后，在0.2s時再從半載突變回滿載，輸出電壓電流波形如圖9所示?？梢钥闯觯瑹o論突增還是突減負載，輸出電壓均能在短時間內跟隨給定電壓，證明Zeta五電平逆變器對負載擾動具有抵抗能力。

圖9 負載切換時輸出電壓電流波形

4 實驗驗證

為了驗證理論分析與計算機仿真結果的正確性，對新型Zeta五電平逆變器搭建實驗樣機。開關管選取型號為FGH60N60SMD的IGBT，二極管選取型號為DSEP60-12A的快恢復二極管。無源器件參數與仿真參數一致。

升降壓逆變實驗波形如圖10所示。開環(huán)條件下，設置輸入電壓為60V，調制比為=0.61時，Zeta五電平逆變器輸入電壓in和輸出濾波前后電壓AB、o波形如圖10a所示，濾波前輸出電壓為五電平，濾波后輸出電壓幅值為80V，證明該逆變器可以實現升壓逆變。設置輸入電壓為120V，調制比=0.33時，輸入電壓和輸出濾波前后電壓波形如圖10b所示，可見，由于該變換器采用單極性載波相移的調制策略，當＜0.5時，濾波前輸出五電平電壓會退化為三電平，濾波后輸出電壓幅值為100V，證明該逆變器可實現降壓逆變。圖11所示為輸出電壓頻譜，THD=2.45%，滿足逆變器輸出要求。

Zeta五電平變換器中間電容1以及兩個飛跨電容2、3電壓波形如圖12所示，可見在逆變器工作過程中，3個電容實現了自均壓，證明了理論分析的正確性。

圖10 升降壓逆變實驗波形

圖11 輸出電壓頻譜

圖12 儲能電容電壓波形

采用PR調節(jié)器對Zeta五電平逆變器進行閉環(huán)控制，給定為正弦電壓，將其電壓峰值設為120V，輸入側直流電壓從80V突變到150V和輸入電壓從150V突變到80V條件下輸入電壓in、濾波后輸出電壓o波形如圖13所示。輸出電壓經過較短的調節(jié)時間跟隨給定電壓，在輸入側電壓突變前后均可保持質量較好的波形。

將給定電壓峰值設置為120V，并保持不變，進行負載切換的閉環(huán)實驗。負載從滿載切換到半載和從半載切換到滿載的交流側電壓電流波形如圖14所示?？梢?，負載切換后輸出電壓經過較短的調節(jié)時間跟隨上給定電壓，并且輸出電壓在負載切換前后均保持較好的波形質量。

圖14 負載切換實驗波形

實驗結果表明，Zeta五電平逆變器采用單級結構實現了升降壓能力，具有電容自均壓能力。設計比例諧振調節(jié)器對系統進行閉環(huán)控制，對直流側輸入擾動和負載切換有較好的抗擾性能，具有良好的動靜態(tài)性能。

5 結論

本文在研究現有多電平逆變器結構的基礎上，提出了一種以Zeta變換器為基本單元的多電平逆變器。這里將Zeta五電平逆變器作為研究對象，在分析其工作原理的基礎上，對其升降壓性能、電容自均壓的實現以及拓撲延展性進行分析，并進行仿真和實驗驗證，得出了以下結論：

1）新型飛跨電容型Zeta多電平逆變器采用容易實現的單極式載波相移調制策略，在相同載波頻率的情況下將其開關頻率等效提高，同時使其交流側輸出電壓的諧波畸變率有效降低。

2）該多電平逆變器只采用單級結構即可完成升降壓功能，克服了傳統多電平逆變器只能升壓或降壓的局限，適用于輸入電壓寬范圍變化的應用場合。

3）該逆變器電容具有自均壓能力，不需要復雜的均壓控制，且與傳統多電平逆變器相比，所需鉗位器件較少，更易于擴展為多電平逆變器。

[1] Debnath S, Saeedifard M. A new hybrid multilevel converter for grid connection of large wind tur- bines[J]. IEEE Transactions on Sustainable Energy, 2013, 4(4): 1051-1064.

[2] Wang Liang, Zhang Donglai, Wang Yi, et al. Power and voltage balance control of a novel three-phase solid-state transformer using multilevel cascaded H-bridge inverters for microgrid applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(4): 3289-3301.

[3] Rahaman M A, Islam M R. Performance evaluation of carrier-based modulation strategies for modular cascaded H-bridge multilevel converters[C]//2017 International Conference on Electrical, Computer and Communication Engineering (ECCE), Cox’s Bazar, Bangladesh, 2017: 533-538.

[4] 蔡智林, 林侯濤. 新型Z源T型五電平逆變器及其調制策略[J]. 高電壓技術, 2017, 43(4): 1203-1213.

Cai Zhilin, Lin Houtao. Novel Z-source T-type five- level inverter and its modulation strategy[J]. High Voltage Engineering, 2017, 43(4): 1203-1213.

[5] 張建忠, 胡路才, 徐帥. 一種零序電壓注入的T型三電平逆變器中點電位平衡控制方法[J]. 電工技術學報, 2020, 35(4): 807-816.

Zhang Jianzhong, Hu Lucai, Xu Shuai. Neutral potential balance control method of T-type three-level inverter with zero-sequence voltage injection[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 807-816.

[6] 楊國良, 張玉娜, 陳泰余, 等. 單相升降壓型五電平逆變器拓撲及控制[J]. 電工技術學報, 2019, 34(14): 2922-2935.

Yang Guoliang, Zhang Yuna, Chen Taiyu, et al. Topology and control strategy of a single-phase Buck- Boost five-level inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(14): 2922-2935.

[7] Robert S. A natural DC-link voltage balancing of diode-clamped inverters in parallel systems[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(11): 5008-5018.

[8] Yasmeena G, Tulasi R D. A structural & operational comparative study of converter topologies & analysis of MMC for high voltage applications[C]//Inter- national Conference on Circuits, Power and Com- puting Technologies (ICCPCT), India, 2015: 1-8.

[9] 劉苗, 洪峰, 王成華. 飛跨電容型雙降壓五電平逆變器[J]. 中國電機工程學報, 2012, 32(12): 14-21.

Liu Miao, Hong Feng, Wang Chenghua. Flying- capacitor dual Buck five-level inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(12): 14-21.

[10] 王奎, 鄭澤東, 許烈, 等. 混合箝位型四電平和五電平逆變器拓撲結構和控制策略[J]. 電工技術學報, 2018, 33(2): 353-360.

Wang Kui, Zheng Zedong, Xu Lie, et al. Hybrid-clamp four-level five-level inverters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(2): 353- 360.

[11] 張琦, 李江江, 孫向東, 等. 單相級聯七電平逆變器拓撲結構及其控制方法[J]. 電工技術學報, 2019, 34(18): 3843-3853.

Zhang Qi, Li Jiangjiang, Sun Xiangdong, et al. Topology and control method of single-phase cascaded seven-level inverter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2019, 34(18): 3843-3853.

[12] 王要強, 周成龍, 李忠文, 等. 單電源自均壓九電平逆變器及其調制策略[J]. 電工技術學報, 2020, 35(4): 817-826.

Wang Yaoqiang, Zhou Chenglong, Li Zhongwen, et al. Single-source self-voltage-balancing nine-level inverter and its modulation strategy[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 817-826.

[13] Husev O, Strzelecki R, Blaabjerg F, et al. Novel family of modified QZS buck-boost multilevel inverters with reduced switch count[C]//International Conference on Compatibility and Power Electronics, Portugal, 2015: 98-105.

[14] Oleksandr H, Ryszard S, Frede B, et al. Novel family of single-phase modified impedance-source Buck- Boost multilevel inverters with reduced switch count[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(11): 7580-7591.

[15] 賈興波. Z源型單相全橋中點箝位逆變器研究[D]. 秦皇島: 燕山大學, 2016.

[16] Bhattacherjee H, Nakka J. A single-phase cascaded h-bridge inverter for grid-tied photovoltaic system addressing the problem of unbalances in H-bridge cells[C]//International Conference on Microelectro- nics, Computing and Communications, Durgapur, India, 2016: 1-6.

[17] 李艷, 阮新波, 楊東升, 等. 帶緩沖單元的多輸入直流變換器電路拓撲[J]. 電工技術學報, 2009, 24(6): 62-68.

Li Yan, Ruan Xinbo, Yang Dongsheng, et al. Multiple-input DC-DC converters with buffer cells[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(6): 62-68.

[18] Liu Yuanchuan, Chen Yaoming. A systematic approach to synthesizing multi-input DC-DC con- verters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(1): 116-127.

[19] 王立喬, 王欣, 仇雷. 一種新型單級非隔離雙Cuk逆變器[J]. 中國電機工程學報, 2014, 34(6): 846- 854.

Wang Liqiao, Wang Xin, Qiu Lei. A novel single- stage non-isolated dual Cuk inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2014, 34(6): 846-854.

[20] 王立喬, 孫孝峰. 分布式發(fā)電系統中的光伏發(fā)電技術研究[M]. 2版. 北京: 機械工業(yè)出版社, 2014.

[21] 王立喬, 李占一, 楊彬. 一種新型無電解電容的單級Zeta逆變器[J]. 中國電機工程學報, 2019, 39(14): 4221-4231.

Wang Liqiao, Li Zhanyi, Yang Bin. A novel single- stage Zeta inverter with non-electrolytic capacitor[J]. Proceedings of the CSEE, 2019, 39(14): 4221-4231.

[22] 張占松, 蔡宣三. 開關電源的原理與設計[M]. 修訂版. 北京: 電子工業(yè)出版社, 2004.

[23] 徐德鴻. 電力電子系統建模及控制[M]. 北京: 機械工業(yè)出版社, 2006.

[24] 常春賀, 曹鵬舉, 楊江平, 等. PR調節(jié)器在逆變電源中的應用[J]. 電源技術, 2010, 34(10): 1049-1052.

Chang Chunhe, Cao Pengju, Yang Jiangping, et al. Application of PR resonant regulator to military inverter[J]. Chinese Journal of Power Sources, 2010, 34(10): 1049-1052.

A Novel Flying-Capacitor Zeta Multi-Level Inverter

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

This paper proposes a novel flying-capacitor zeta multi-level inverter, which is derived from the evolution of the Zeta converter. The proposed inverter has the advantages of Buck-Boost, capacitor self-sharing, less clamping devices, and topological ductility, which overcomes the limitations of traditional multi-level inverters in application. Firstly, this paper introduces the operating principle of the inverter, and adopts a unipolar carrier phase-shift modulation strategy to increase the equivalent switching frequency without increasing the carrier frequency and finally reduces the total harmonic distortion of the output voltage. In addition, this paper analyzes the voltage stress of the switching devices, the realization of the capacitor self-sharing, the buck-boost capability and the topology extension performance. The proposed inverter adopts a PR controller for closed-loop control, and its feasibility is verified by simulation. In addition, on the basis of theoretical analysis and simulation verification, an experimental prototype of the proposed inverter is built. The experimental results prove the correctness of the theoretical analysis and simulation results, and verify that the inverter has good dynamic and static performance.

Multi-level inverter, Zeta converter, buck-boost, self-equalization, close loop control

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201222

TM464

國家自然科學基金（51677162）和河北省自然科學基金（E2017203235）資助項目。

2020-09-18

2021-07-20

王立喬 男，1974年生，博士，教授，研究方向為高頻功率變換、大功率變流技術、可再生能源發(fā)電及分布式發(fā)電系統。E-mail: brent@ysu.edu.cn （通信作者）

韓胥靜 女，1995年生，碩士研究生，研究方向為多電平變流器。E-mail: 1015126784@qq.com

（編輯 陳誠）