孫道兵

(合肥濱湖職業(yè)技術學院機電學院，安徽 合肥 230601)

引言

智能電能表的本地通信是用電信息采集系統的關鍵構成部分，電力用戶對其安裝速度、通信穩(wěn)定性、覆蓋范圍[1]等方面的需求越來越高，這也變成了用電信息采集系統運作的難點.為處理上述問題，出現了形式各異的通信方式：石英光纖、塑料光纖[2]、微功率無線等.其中微功率無線的實效性更強，具有更好的應用優(yōu)勢.電力用戶通常較為關注電能表信息的采集成功率，在電能表中應用微功率無線通信方式時，不可避免會對電能表造成一定干擾[3]，為此提出信號干擾實時監(jiān)測手段，完成電能表數據高精度采集.文獻[4]提出構建無線通信信號干擾監(jiān)測系統，利用中繼節(jié)點處理中繼干擾；設計基于濾波并行的匹配信號軟干擾基礎算法，消除匹配的并行干擾，檢測全部算法符號.文獻[5]研究一種艦船網絡化電氣傳動干擾信號實時監(jiān)測方法，在艦船電氣傳動設備中構建非線性動力學方程，得到艦船電氣傳動設備干擾信號，計算該部分干擾信號的瞬時轉速波動率，代入噪聲抑制率評估參數，明確實時監(jiān)控干擾信號參量，實現電氣傳動干擾信號實時監(jiān)測分析.但上述兩個方法由于考慮變量較多，均存在計算速率緩慢現象.提出一種基于DDC(Digital Down Conversion，數字下變頻)的電能表微功率無線通信信號干擾監(jiān)測系統.運用DDC技術解決微功率無線通信信號難以采集的弊端，使用上位機和信號頻譜監(jiān)測干擾設備完成信號干擾監(jiān)測系統構建，并利用仿真實驗證明了系統的高實用性.

1 基于DDC的微功率無線通信信號增強處理

無線信道是一種媒介，用于微功率的無線通信，通信板塊大多安裝于配電房、地下室等環(huán)境較差的位置，信道形式也富有多樣性.對通信環(huán)境的信道建模是探究微功率無線通信信號的關鍵.圖1是無線信號從電能表射出的信源通過信號編碼、調制、傳輸，再通過電能表解調、翻譯編碼等操作最終變?yōu)樾潘薜牧鞒?

圖1 無線信號傳播流程

無線信道電波傳播分為兩種：大尺度衰落與小尺度衰落.大尺度衰落關鍵出現于信號長距離傳播的路徑耗損和由于障礙物阻隔形成的陰影衰落兩種模式，定義了發(fā)射端和接收端二者間的信號功率均值伴隨距離的衰退特征[6].小尺度衰落定義了短距離及時間中接收信號功率的迅速改變，通常運用多徑效應與多普勒效應獲得.

電能表內微功率無線通信信號的集中器不具備相對移動，所以在劃分時不用考慮信號的多普勒效應，考慮真實信號的多途徑傳播即可.

在信號接收的環(huán)境內，對數衰減的速度隨接收功率的均值及距離d的變化而改變，運用配備有隨機變量的正態(tài)分布函數擬合信道描述大尺度衰減特征，將其記作：

(1)

式(1)中，Xσ是0均值隨機的高斯分布變量，σ為標準誤差，定義了信道傳播環(huán)境的變化生成的差異性陰影效應.

將小尺度衰落的功率延遲記作：

p(s)=G[|hs|2]

(2)

式(2)中，hs是信道內的沖擊反應系數.

微功率無線通信中的電磁波涵蓋電場與磁場，利用發(fā)射器中的天線即可獲得電磁波.天線不僅是信號的空間轉換器，還是一種數據接口，連接自由空間.正弦波本質上是信號轉發(fā)后的一種變換狀態(tài).當電壓呈現極性變化，天線包含的所有元件組合起來構成電磁場，這種極性狀態(tài)每半個周期更新一次.天線每個元件的電流都會生成電磁場，磁場方向定期變化，一般為半個周期，電磁場由此呈現出了直角正交這一狀態(tài)[7].

利用DDC進行信號處理前，根據電磁場強度公式，依據功率在自由空間中的密度，將干擾信號的電磁場強度和微功率之間的關聯表示為：

W=E2/R_air

(3)

式(3)中，W代表功率的密度，W/cm2；E是電場的強度，N/C；R_air是自由空間內的波阻抗.

倘若微功率無線通信設備的天線向外輻射，輻射量均勻，輻射狀態(tài)為球形，將源天線V在相對距離發(fā)射的功率密度記作：

W=P/(4×π×D2)

(4)

式(4)中，P為輻射源正常輸出功率，W；V是測量點和輻射源的間距，單位是cm.

將式(4)引入式(3)，得到：

(5)

利用上述公式能推算出距離微功率無線模塊天線2 cm處的場強為：

(6)

數字化變頻調頻技術可以將中頻信號改變成基帶信號，依據變頻的不同需要，輸出正交信號Q，也能輸出I(實信號)，抽取低通濾波，中頻處理聲吶信號、無線電、雷達、蜂窩通信等正交信號.由于微功率無線通信信號很難采集，使用數字下變頻技術對信號進行進一步處理，提升信號采集強度，才能確保后續(xù)信號干擾監(jiān)測系統結果的可靠性，以下為具體信號增強過程[8].

假設微功率無線電通信時的一復信號為：

s(t) =ejωtd

(7)

式(7)中，ωd表示基帶信號s(t)的頻率，Kb/s.

設定I、Q兩路正交信號為：

I(t)=cos(ωdt)

(8)

Q(t)=sin(ωdt)

(9)

若I、Q通道不均衡時，獲得的信號幅度與相位都產生了對應變化.如果兩個通道間的增益誤差是ε，相位誤差是Δφ，以I通道為例，把全新的I、Q通道信號記作：

I′(t)=I(t)=cos(ωdt)

(10)

Q′(t)=(1+ε)sin(ωdt+Δφ)

(11)

合成之后的信號幅度為：

A′(t)=I′2(t)+Q′2(t)

(12)

倘若k=1+ε，把式(10)、式(11)引入式(12)，將其簡化得到：

A′(t)=cos2(ωdt)+[ksin(ωdt)Δφ]2

(13)

從式(13)可知，新生成的信號幅度遭受頻率是2ωdt的信號干擾.將合成后的信號相位記作：

=tanarc[kcos(Δφ)tan(ωdt)+ksin(Δφ)]

(14)

利用頻域方面闡明信號增強機制，將全新生成的信號定義為[9-10]：

s′(t)=I′(t) +jQ′(t)

=cos(ωdt) +jksin(ωdt+Δφ)

=ejωd t+e-jωd t+kej(ωd t +Δφ)-2e-j(ωd t +Δφ)

(15)

將新信號的傅立葉變換過程記作[11]：

(1-ke-jΔφ)πδ(ω+ωd)

(16)

在增益誤差與相位誤差均等于0的情況下，將兩個誤差引入式(14)得到：

Fs′=2πδ(ω-ωd)

(17)

對比公式(16)與公式(17)可以得出，在增益誤差與相位誤差同時存在的狀況下，增益誤差不僅應當具備信號的頻率分量，還應得到鏡像的頻率分量.鏡像的頻率分量，其幅度應與Q、I路徑之間的相位誤差相關聯，與增益誤差呈現正比關系.將信號干擾增強公式記作公式(18)，完成微功率通信信號采集過程中的信號增強目標.

(18)

2 微功率無線通信信號干擾監(jiān)測

利用上述過程高效率完成微功率無線通信信號采集后，需要構建微功率無線通信信號干擾監(jiān)測系統，其整體架構表示為圖2所示.

圖2 系統整體架構示意圖

圖2中，該系統由信號頻譜干擾監(jiān)測設備與上位機構成.

1)信號頻譜干擾監(jiān)測設備由信號接收與發(fā)射前端、信號處理單元與數據通信單元共同構成.主要涵蓋兩類工作情況：掃頻監(jiān)測與異常頻點壓制模式，其一為掃頻工作狀況，可以實現30～150 Hz頻率范圍中，隨機頻段的信號頻譜監(jiān)測，對收集到的信號實施功率譜評估，監(jiān)測是否具備干擾信號，將功率譜與干擾信號頻率信息傳輸至上位機等待處理.其二，如果監(jiān)測過程中，信號頻譜干擾監(jiān)測設備識別到異常信號，如果用戶想要通過上位機對其進行壓制，那么需要進入異常頻點壓制工作模式，以此能完成30～150 Hz范圍中任意頻段的信號頻譜監(jiān)測功能，頻率分辨率為28 kHz.與此同時，系統可以對30～150 Hz頻率范圍中隨機頻點的干擾信號采取壓制[12]，保證系統射出的壓制干擾信號帶寬不小于400 kHz.

2)上位機的任務是設定與查找頻譜監(jiān)測干擾設施的工作情況，生成系統配置參數；接收并處理頻譜監(jiān)測干擾信號上傳的信息，包括異常頻點與功率譜；及時展現微功率無線通信的頻譜占用狀況，并記錄干擾信號中心頻率與功率數據.上位機是系統的控制核心，其操作面板與數據交換可運用Visual Studio工具、微軟基礎類庫和C++通用編程語言實現，其程序功能如圖3所示.

圖3 上位機功能解析圖

信號干擾監(jiān)測系統內的信號處理主要包括以下內容：

1)處理FPGA數據和收集射頻信號.

2)通過可程控的射頻接收射頻前端，組成可程控的發(fā)射單元.

頻譜干擾監(jiān)測設備和上位機之間的數據交換包括兩種策略：一個是基于PCI(Peripheral Component Interconnect，外設組件互連標準)總線的通信模式，另一個為USB(Universal Serial Bus，通用串行總線)通信模式.PCI總線相比USB模式而言，擁有體積大、數據傳輸速度慢等缺陷，所以系統檢測干擾信號和上位機之間的通信模式使用USB模式[13].

現場可編程邏輯門陣列(Field Programmable Gate Array，FPGA)擔負數據處理任務，達到高效率監(jiān)測數據傳輸目標.FPGA無法采取小數計算，通常把小數定點化之后再實施計算，以此將其關鍵處理板塊劃分為如圖4所示的形式.

圖4 FPGA處理板塊示意圖

圖4中，FPGA首先加窗處理基帶數據，然后對加窗后數據采取進一步處理，生成工作參數指令解析，在射頻收發(fā)單元使用零中頻結構，所以無需顧慮鏡頻干擾影響，且不用安設帶通濾波器，降低系統體積與成本，但擁有直流分量、本振泄漏等操作問題，在低噪音與線性度方面也略顯不足，而零中頻結構在設備小型化、減少系統建設成本與簡化信號處理方面擁有極大優(yōu)勢[14]，為了降低干擾信號數據泄露現象，防止對系統性能造成不良影響，完成系統功能控制.圖5是經過USB通信模塊后的基帶信號處理過程圖.

圖5 基帶信號處理過程圖

圖5中，射頻接收前端采集信號后，對信號進行放大，放大后和正交的混頻獲得I、Q模擬信號，然后模擬低通濾波變成I、Q正交數據信號，同時實現IQ抽取濾波、數模變換、模擬濾波、放大、混頻，最終利用發(fā)射天線傳輸混頻之后的信號低噪聲信號，讓系統及時顯示監(jiān)測結果[15]，完成信號的收集接收與信號發(fā)射.

接收和發(fā)射前端覆蓋的信號頻率限制為30～150 Hz，由于單根天線無法涵蓋全部頻段，所以需要搭建兩路接收信號，進行基帶信號加窗，如圖6所示.

圖6 FPGA內干擾信號處理板塊組成圖

圖6中，由于RX2、TX1與TX2工作模式都屬于半雙工，用來搜尋、采集信號的天線是相同的，需要采用半雙工屬性工作模式接收和發(fā)射信號，即采用時隙分時收發(fā)相同端口的射頻信號.其中，天線收發(fā)第1端口的信號頻段要在2.1 GHz以下，其他信號接收的頻段覆蓋范圍為30～70 Hz，將背景信號功率譜運算與拼接當作監(jiān)測模板，保證背景信號頻譜在掃頻時持續(xù)更新，保障信號干擾監(jiān)測結果實時性與可靠性.

3 實驗結果與分析

為驗證本文方法的正確性，設定載波頻率為40 Hz，采樣頻率為2 800 MHz，使用本文方法與文獻[4]、文獻[5]方法進行仿真對比，觀測幾種常見的微功率無線通信信號干擾模式在不同方法下的監(jiān)測精度與效率.信號干擾模式為單頻干擾、梳狀譜干擾與掃頻干擾.

關于單頻干擾，它的干擾頻點只局限于中心頻率周圍，在某頻段位置監(jiān)測到干擾時，認定存在信號干擾.梳狀譜干擾頻點較多，本文設置為5個，如果5個頻點都被監(jiān)測到，則具備干擾信號.由于掃頻干擾頻率變化很快，若在選定的頻段上監(jiān)測到干擾現象，即認定存在信號干擾.

三種干擾模式下，本文方法與兩種文獻方法的信號干擾監(jiān)測結果如表1～表3所示.

表1 單頻信號干擾在三種監(jiān)測方法下的檢測率/%

表2 梳狀譜信號干擾在三種監(jiān)測方法下的檢測率/%

表3 掃頻信號干擾在三種監(jiān)測方法下的檢測率/%

從表1～表3可知，在同樣干擾信號比下，本文方法的信號干擾監(jiān)測率顯著優(yōu)于兩個文獻方法，伴隨實驗次數的增多，監(jiān)測正確率也在逐步提高，且干擾信號比大于等于6時，監(jiān)測率均保持在90%以上，逐漸趨近于100%.本文系統能有效處理頻譜監(jiān)測干擾信號上傳的功率譜數據和異常頻點數據，充分保障了監(jiān)測結果的實時性與精準度.

圖7是三種方法的信號干擾監(jiān)測效率對比.從圖7中可以看出，三種方法在監(jiān)測迭代次數較少時所耗時間大致相等，但在迭代次數高于8時，本文方法展現出更好的監(jiān)測效率，文獻[4]由于匹配濾波信號檢測耗時較長，導致方法在計算量過高時無法滿足更快的運算效率.文獻[5]在計算干擾信號瞬時轉速波動率時沒有考慮不同的信號干擾模式，導致方法運算效率不高.綜合來看，本文系統擁有更加完備的監(jiān)測性能，實用性強.

圖7 三種方法信號干擾監(jiān)測效率對比圖

4 結論

為提升電能表采集信息精度，對其微功率無線通信信號干擾進行深入研究，組建基于DDC的電能表微功率無線通信信號干擾監(jiān)測系統.該系統體積較小便于攜帶，能夠準確監(jiān)測出信號干擾現象，進一步優(yōu)化電能運轉狀況，為用戶提供更為優(yōu)質的電力服務.但在系統構建時并未考慮網絡使用環(huán)境，在今后研究中會加以改進.