蔡蔚 張超

雙向變流器自身可以做到功率因數(shù)為1，還可根據(jù)需求輸出必要的有功和無功到交流側(cè)，而電網(wǎng)中有大量波動的無功負(fù)載和非線性負(fù)載，這會導(dǎo)致電網(wǎng)的供電質(zhì)量下降。文章采用三相橋式PWM雙向變流器作為主電路，進(jìn)行三相橋式雙向變流器的數(shù)學(xué)模型分析，討論了具備無功治理功能的動力電池充電雙向變流器的工作方式，并通過仿真分析了雙向變流器在能量吸收模式下進(jìn)行無功治理、僅能量回饋模式以及能量回饋同時進(jìn)行無功治理模式的運(yùn)行結(jié)果，實(shí)現(xiàn)了能量吸收及能量回饋模式下的無功治理，結(jié)果證明該控制方法可行有效。

雙向充電器;能量回饋;無功治理

U469.72A461664

0 引言

三相橋式變流器應(yīng)用很廣泛[1-4]，而我國電動汽車充電站研究工作已經(jīng)開展多年，面向不同用戶的充電站服務(wù)網(wǎng)絡(luò)還在不斷推進(jìn)中，隨著電動汽車的大規(guī)模推廣，動力電池充電器將廣泛地布置在城市各個角落，形成大的充電站，也會在居民區(qū)形成小的應(yīng)用點(diǎn)。當(dāng)電動汽車進(jìn)行常規(guī)充電時，當(dāng)接入充電樁的汽車數(shù)量達(dá)到成百上千時，其涉及的充電變流器和動力電池僅僅是等待充電。利用充電變流器充當(dāng)配電網(wǎng)動態(tài)無功補(bǔ)償?shù)难芯恐饕窃陔娋W(wǎng)規(guī)劃和布置策略方面，聯(lián)結(jié)動力電池光伏發(fā)電儲能電池等負(fù)載的雙向變流器進(jìn)行無功治理功能的研究尚屬罕見。本文探索了充電變流器進(jìn)行雙向能量交換的同時實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)無功補(bǔ)償功能的應(yīng)用，提高供電網(wǎng)絡(luò)的可用性，并大大地降低了系統(tǒng)建設(shè)的成本，提高使用效益。

1 三相橋式雙向變流器模型分析

三相橋式雙向變流器通過電網(wǎng)側(cè)吸收有功功率用以保持直流電壓，并控制IGBT的開關(guān)狀態(tài)，可以輸出其所需的無功電流。為了能夠更直觀地充電三相系統(tǒng)有功和無功分量，三相靜止坐標(biāo)系被轉(zhuǎn)換到d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，變換矩陣Tabc/dq如[4]式（1）所示：

Tabc/dq=23sin（ωt）sin（ωt-2π/3）sin（ωt+2π/3）cos（ωt）cos（ωt-2π/3）cos（ωt+2π/3）（1）

由Tabc/dq變換，在忽略負(fù)載電阻R影響的情況下，在d-q三相橋式雙向變流器的數(shù)學(xué)模型的坐標(biāo)可表示為如式（2）、式（3）所示。其中，id和iq表示三相系統(tǒng)電流的有功和無功分量。

ddtidiq=-rLω-ω-rLidiq-1Luduq+1Ledeq（2）

Cdc·dudcdt=32sdsq·idiqT（3）

式中：sd、sq——在d-q軸坐標(biāo)的開關(guān)系數(shù)分量;

r——電抗的內(nèi)部電阻;

L——電抗器的電感值;

ω——電網(wǎng)基波角頻率;

ed——電網(wǎng)電壓的d軸分量;

eq——電網(wǎng)電壓的q軸分量，取d軸向量為電網(wǎng)電壓時，eq的值為零。

2 具備無功治理功能的動力電池充電雙向變流器

參考文獻(xiàn)[5]，著眼于現(xiàn)在存在的問題提出一種電動汽車充電能量雙向管理并具有無功治理能力的變流器系統(tǒng)及控制方案。

本文基于此文獻(xiàn)提出針對目前動力電池單向流動的功率現(xiàn)狀，減小大量集中充電時對于電網(wǎng)的沖擊，利用全橋電路功率可以雙向流動的特性，充分發(fā)揮動力電池儲能能力，既能實(shí)現(xiàn)能量的回饋，同時也能對電網(wǎng)的無功進(jìn)行治理，其控制方法如下：

（1）判斷充電雙向變流器的直流側(cè)是否接入有負(fù)載。

（2）如果直流側(cè)接入有負(fù)載，充電雙向變流器通過調(diào)節(jié)直流電壓參考值的大小來調(diào)節(jié)雙向變流器的有功功率流動方向及大?。?/p>

①直流電壓基準(zhǔn)值與反饋值比較后，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得出有功電流參考值idr。

②通過雙向變流器交流側(cè)電流通過abc-dq坐標(biāo)軸變換，得到電流有功分量反饋值id。

③有功電流環(huán)參考值idr與反饋的有功分量id進(jìn)行比較，經(jīng)過PI調(diào)解器后得到PWM調(diào)制參考信號，然后將PWM調(diào)制參考信號作為控制信號對吸收電網(wǎng)的有功功率進(jìn)行雙閉環(huán)控制。

（3）無功補(bǔ)償?shù)目刂品椒椋和ㄟ^檢測母線上其他負(fù)載電流，abc/d-q坐標(biāo)軸變換求得需要治理的實(shí)時無功電流iqr，再將iqr與交流側(cè)電流反饋值無功分量iq比較，又經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后得出PWM調(diào)制所需的參考信號uq。

3 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

3.1 充電雙向變流器的電流環(huán)控制

有功電流控制回路如圖1所示，KPWM是轉(zhuǎn)換器的增益，idr是有功電流的參考。有功電流環(huán)需要有較快的響應(yīng)速度，系統(tǒng)截止頻率被取為1/5開關(guān)頻率，PI控制器的增益設(shè)定為1在交叉頻率，如此能夠得到有功電流環(huán)控制參數(shù)。

為了提高直流電壓控制速度，無功電流環(huán)系統(tǒng)截止頻率選擇為與有功電流內(nèi)環(huán)控制器的截止頻率一致，但無功電流環(huán)PI參數(shù)中的比例參數(shù)Kpq為有功電流環(huán)比例參數(shù)Kpd的1/2，則無功電流環(huán)PI控制參數(shù)可以計(jì)算出來。

3.2 充電雙向變流器直流電壓控制

直流電壓控制回路[7]可以用如圖2所示。其中，Hi（s）是在當(dāng)前內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)，不考慮電壓反饋延遲，可以得出控制流程圖。

本文把控制電壓環(huán)PI控制器截止頻率選為有功電流控制器的截止頻率，這是無功電流環(huán)路截止頻率的1/5，即開關(guān)頻率的1/25。

3.3 充電雙向變流器有功功率控制

充電雙向變流器根據(jù)電網(wǎng)需要進(jìn)行雙向能量傳遞時，需要控制輸出電流有功分量的大小和正負(fù)，并且由于有功電流的參考值是通過直流電壓誤差經(jīng)PI控制器調(diào)節(jié)產(chǎn)生的，所以通過調(diào)節(jié)給定的直流電壓參考值大小，可以控制有功電流的大小和正負(fù)，從而控制有功功率流動的方向。所以，當(dāng)直流電壓控制參考值大于動力電池電壓時，有功功率從電網(wǎng)側(cè)流向動力電池，動力電池處于充電狀態(tài);當(dāng)設(shè)置直流電壓控制參考值小于動力電池電壓時，有功功率從動力電池流向電網(wǎng)，電池處于放電狀態(tài)。

4 仿真實(shí)驗(yàn)分析

本文建立了充電雙向變流器的仿真模型。仿真環(huán)境設(shè)置為：交流輸出電壓=220 V，直流電壓參考值=400 V，直流電容=0.470 mF，電容初始電壓=380 V，濾波電感=0.2 mH，電感電阻=0.01 mΩ，開關(guān)頻率=19.05 kHz，電網(wǎng)電壓=220 V，動力電池采用串聯(lián)電阻R0=0.72 Ω，RC等效電阻R1=0.274 Ω，RC等效電容C1=194 mF，R1與C1并聯(lián)后再與R0及等效直流電壓源串聯(lián)，等效直流電壓源電壓=375 V，另外電網(wǎng)中接入三相晶閘管整流器作為無功和諧波干擾輸入源。

4.1 工況1

第一種工況：設(shè)置0～0.1 s時，充電雙向變流器啟動，此時充電變流器給動力電池充電，0.1～0.2 s時雙向變流器啟動無功治理功能。如圖3所示。

從圖4可以看到，雙變流器交流側(cè)電流波形較好，0.1 s時啟動無功治理功能后電流瞬間有一個突變，迅速調(diào)整相位后電流畸變較小。

從圖5可以看到，0 s時雖然雙變流器直流電壓基準(zhǔn)值設(shè)定為400，但由于啟動電阻和直流側(cè)的電池作用，直流電壓緩慢上升，到0.1 s時由于開始無功治理，直流電壓諧波開始有所增加。

從圖6可以看到，0.1 s時系統(tǒng)無功電流瞬間突變，此時電網(wǎng)電流包含有無功諧波成分，無功電流大小在0附近波動。

從圖6還可以看到，0.1 s時啟動無功治理功能后系統(tǒng)無功電流下降到很小的數(shù)值。

從圖7可以看到，0 s時電網(wǎng)電流由于有整流器負(fù)載是有諧波畸變的，0.1 s時啟動無功治理功能后，電網(wǎng)電流減小，但是諧波電流沒有減小，從而使電流畸變率升高了。

4.2 工況2

第二種工況：0 s啟動雙向變流器，先是吸收電網(wǎng)有功，直流電壓參考值設(shè)置為400 V，給動力電池充電;0.1 s轉(zhuǎn)為由動力電池給電網(wǎng)回饋電能，直流電壓參考值設(shè)置為360 V。

在圖8中，0.1 s時啟動有功回饋后，雙變流器輸出電流有一個調(diào)整過程。

在圖9和圖10中，0 s時啟動充電功能后，直流側(cè)電壓由380 V逐漸上升到400 V，有功電流逐漸上升;0.1 s時啟動能量回饋功能后，直流電壓逐漸由400 V下降到380 V，有功電流也由正值轉(zhuǎn)變?yōu)樨?fù)值。

從圖11可以看到，啟動無功治理功能后，電網(wǎng)電流減小，但是諧波電流沒有減小，從而使電流畸變率升高，因此在治理無功的同時需要治理諧波。

4.3 工況3

第三種工況：0 s啟動雙向變流器，先是吸收電網(wǎng)有功，直流電壓參考值設(shè)置為400 V，給動力電池充電;0.1 s轉(zhuǎn)為由動力電池給電網(wǎng)回饋電能，直流電壓參考值設(shè)置為360 V，0.2 s時雙向變流器啟動無功補(bǔ)償功能。圖12展示了在0.1 s開始能量回饋、0.2 s進(jìn)行電網(wǎng)無功治理時的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，主要是雙向變流器的交流側(cè)電流ia、直流側(cè)電壓Vdc、電網(wǎng)公共接入點(diǎn)電流ISA、電網(wǎng)無功基波分量Isq1、雙向變流器有功電流分量id。

從仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看到，僅充電時，雙向變流器從電網(wǎng)吸取電能，有功電流為正，由于有整流器負(fù)載所以電網(wǎng)公共點(diǎn)電流是畸變的，在雙向變流器在吸收電網(wǎng)能量時，電網(wǎng)電流較大;當(dāng)0.1 s轉(zhuǎn)為能量回饋時，由于動力電池提供了一部分其他負(fù)載所需要的能量，電網(wǎng)電流有功電流減小，諧波畸變增加;當(dāng)0.2 s雙向變流器工作在能量回饋+無功治理模式下時，ISA進(jìn)一步減小，此時諧波含量高，這是由于諧波沒有被濾除而有功和無功電流都減小后造成的。

5 結(jié)語

從仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，采用改變直流電壓基準(zhǔn)值使其低于電池電壓的方式可以改變雙向變流器能量流動的方向，并且雙向變流器無論是進(jìn)行充電或者是能量回饋都可以進(jìn)行無功補(bǔ)償，該控制方法是可行的。但是從仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果也可以看到，僅進(jìn)行能量回饋或者在進(jìn)行能量回饋同時進(jìn)行無功治理，會使電網(wǎng)公共點(diǎn)基波電流減小，從而使電流的畸變率增加，所以在進(jìn)行能量回饋或者進(jìn)行能量回饋同時進(jìn)行無功治理時應(yīng)考慮對諧波進(jìn)行一定的抑制，避免諧波含量超標(biāo)。

[1]Shosuke Mori.Development of a large static var generator using selfcommutated inverters for improving power system stability[J].IEEE trans on power systems，1993，8：371-377.

[2]Yubin Wang.Modeling and Controller design of distribution static synchronous compensator[C].IEEE International Conference on Power System Technology，2006.

[3]M.Tavakoli Bina.Average circuit model for anglecontrolled STATCOM[J].IEEE Proc.Electr.Power Appl.，2005，152：653-659.

[4]Furuhashi，T.A study on the theory of instantaneous reactive power[J].Industrial Electronics，IEEE Transactions on，1990，37（1）：86-90.

[5]蔡 蔚.具備主動補(bǔ)償能力的PWM整流器及其控制方法[P].中國：CN106877333B.2017-03-27.

[6]蔡 蔚.兼顧電能質(zhì)量治理的PWM整流器及其控制方法[P].中國：CN106887846B.2017-04-19.

[7]Wei Cai.Independent DC Capacitance Parallel Multiple Module SVG Based on CPSSPWM[C].IECON Proc.，2012.