游志宇，李明月，張佑春，陳亦鮮

(1.西南民族大學電氣工程學院，四川 成都 610041；2.安徽工商職業(yè)學院應用工程學院，安徽 合肥 231131)

隨著國民經濟的快速發(fā)展，化石能源消耗帶來的環(huán)境污染日趨嚴重，開發(fā)與利用清潔、環(huán)保的綠色能源，以降低碳化物的排放量成為能源發(fā)展和利用的新方向[1].太陽能電池、燃料電池、超級電容器等各種可再生綠色直流供電電源在為負載供電時，其輸出端電壓不能恒定在某一固定電壓值，無法滿足用電設備穩(wěn)定供電的要求[2].為解決供電電源端電壓不穩(wěn)定的問題，可在電源輸出端串聯(lián)一個直流變換器，通過對直流變換器的調壓控制，使變換器輸出電壓穩(wěn)定在用電設備允許電壓值，以滿足用電設備的額定電壓要求.非隔離型直流變換器最基本的拓撲是降壓斬波變換器(Buck)和升壓斬波變換器(Boost)，可以實現(xiàn)電源輸出電壓的降壓與升壓調整.隨著微處理器性能的提升，數(shù)字控制式直流變換器成為工業(yè)電源變換領域發(fā)展的一個方向[3-8].傳統(tǒng)模擬控制直流變換器在輸入/輸出要求發(fā)生變化時，需要重新設計或者更改模擬元器件參數(shù)，使得需求發(fā)生變化時重新實現(xiàn)變換器需要較長的設計更改周期；數(shù)字控制直流變換器的控制環(huán)路采用微處理器實現(xiàn)，當輸入/輸出要求發(fā)生變化時，僅需調整數(shù)字控制環(huán)路程序并重新適配即可完成電源的調整與更改，其更改周期短、實現(xiàn)成本低.

數(shù)控直流變換器涉及電力電子變換器硬件及數(shù)控軟件的設計.為了降低數(shù)控直流變換器控制軟件的設計難度，可利用PSIM仿真軟件的SimCoder功能實現(xiàn)DSP微處理器控制環(huán)路程序代碼的自動生成，隨后將生成的程序代碼編譯下載到DSP微處理器中即可實現(xiàn)數(shù)控直流變換器的控制[6-8]，降低了數(shù)控直流變換器控制程序的設計難度，加快了設計流程，縮短了開發(fā)時間.本文基于TI F28335 DSP微處理器，利用PSIM仿真軟件的SimCoder功能，設計一個輸入電壓范圍為30～70 V，輸出電壓為24 V的DSP數(shù)控Buck變換器，實現(xiàn)恒定電壓輸出.

1 系統(tǒng)方案

直流變換器是一個閉環(huán)控制系統(tǒng)，常用的控制環(huán)路有單環(huán)控制和雙環(huán)控制[9]，參與控制的參量有輸出電壓、電感電流、續(xù)流二極管電流等參量.根據單環(huán)反饋和雙環(huán)反饋直流變換器的基本工作原理，閉環(huán)反饋控制直流變換器由功率變換電路、控制參量測量傳感器及控制環(huán)路三大部分構成，如圖1所示.功率變換電路包含直流變換電路(圖中以Buck變換電路為示例，可以是Buck、Boost、Buck-Boost等直流變換電路)和功率開關管驅動電路.直流變換電路實現(xiàn)電能的變換，開關管驅動電路是將控制環(huán)路送來的PWM控制信號進行功率放大，以便能驅動功率開關管.不論是模擬控制直流變換器，還是數(shù)字控制直流變換器，這兩部分都是采用模擬硬件電路實現(xiàn).

測量傳感器根據采用的控制反饋方法不同，包含的傳感器個數(shù)及類型不一樣，不論包含何種傳感器及數(shù)量，此處統(tǒng)稱為測量傳感器.測量傳感器主要有電壓傳感器和電流傳感，用于測量參與控制的狀態(tài)參量.電流傳感器一般用霍爾電流傳感器、高精度電阻器等進行采樣；電壓傳感器一般用電阻分壓器、霍爾電流傳感器、隔離電壓變送器等進行采樣.測量傳感器一般是將待測參量轉換成與之對應的、成一定比例的模擬電壓量.不論是模擬控制直流變換器，還是數(shù)字控制直流變換器，此部分均是采用硬件電路實現(xiàn).

直流變換器的控制一般采用PWM控制，控制環(huán)路主要是根據測量傳感器測量的控制參量，產生一定占空比的PWM控制信號.在模擬控制直流變換器中，該部分采用模擬硬件實現(xiàn)(一般采用專用控制芯片產生PWM控制信號).一旦控制環(huán)路硬件設計完成，其控制環(huán)路的控制策略及控制參數(shù)便確定不可更改.在輸入/輸出要求發(fā)生變化時，若要更改其控制環(huán)路，需要重新設計控制環(huán)路硬件電路；在數(shù)字控制直流變換器中，該部分采用微處理器(比如DSP、STM32等高性能微處理器)通過編程實現(xiàn)，控制策略可以采用比較先進的或復雜的數(shù)字控制策略[10-15].在輸入/輸出要求發(fā)生變化時，不需要重新設計控制環(huán)路硬件，僅需要重新設計控制環(huán)路實現(xiàn)程序即可.本文基于TI F28335 DSP微處理器，設計一個輸入電壓范圍為30～70 V，輸出電壓為24 V的DSP數(shù)控直流Buck變換器，其功率變換電路、開關管驅動電路及測量傳感器電路與模擬直流變換器設計一樣采用硬件電路實現(xiàn)，但控制環(huán)路由DSP微處理器編程實現(xiàn).數(shù)字控制環(huán)路通過DSP自帶的ADC單元采樣測量傳感器輸出的被控參量(IL、Vo)，對采樣獲得的參量進行某種控制運算，運算后獲得的控制量送入DSP自帶的PWM功能單元產生一定占空比的PWM控制信號，并由開關管驅動電路實現(xiàn)對功率開關管的開關控制，從而實現(xiàn)對功率變換電路的變換控制，以獲得期望的恒定輸出電壓值.整個控制環(huán)路由DSP微處理器的ADC單元、PWM單元、控制算法等編程實現(xiàn)，控制算法可根據設計需要采用不同的控制策略.

2 Buck變換器硬件分析

基于圖1所示的直流變換器系統(tǒng)結構框圖，在設計DSP數(shù)字控制環(huán)路之前，需根據Buck變換器輸入/輸出參數(shù)，分別對功率變換電路硬件、測量傳感器電路硬件及DSP數(shù)字控制器硬件展開設計.本文設計的DSP數(shù)控Buck變換器具體包含Buck功率變換電路、輸出電壓VOUT與電感電流IL測量電路、開關管驅動電路、DSP控制環(huán)路電路及輔助電源電路等硬件單元.DSP數(shù)控Buck變換器的輸入電壓范圍為30～70 V，額定輸入電壓為50 V，輸出電壓額定值為24 V，開關頻率為40 kHz，最大輸出功率為120 W，最大輸出電流為5 A.根據輸入/輸出參數(shù)設計的DSP數(shù)控Buck變換器的電感值L=365 uH(ESR=1 nΩ)，輸出濾波電容值C=300 uF(ESR=43 mΩ).Buck功率變換電路原理圖如圖2所示.圖中IL和VOUT分別是由測量傳感器采樣電路采用得到的電感電流和輸出電壓.輸入濾波電容C1取200 uF，緩沖吸收電路RC1和RC2中的R為100Ω，電容C分別為1 uF和2.2 uF.

輸出電壓VOUT采用傳感器進行測量，傳感器增益為0.024.采樣得到的VOUT將送入DSP控制器的ADC輸入通道，供DSP控制器采樣當前變換器的輸出電壓VOUT.電感電流IL采用霍爾電流傳感器進行測量，傳感器增益為0.3.電流采樣輸出的對應電壓IL將送入DSP控制器的ADC輸入通道，供DSP控制器采樣當前變換器的電感電流IL.

DSP數(shù)控Buck變換器的控制環(huán)路由DSP微控制器實現(xiàn)，需要采集變換器輸出電壓VOUT、電感電流IL、啟停控制信號SW.再根據設計的控制策略產生一定占空比的PWM控制信號以驅動IRF640開關管導通和關斷，實現(xiàn)對Buck變換器的控制.設計的DSP控制環(huán)路原理框圖如圖3所示.模擬信號VOUT和IL分別來自測量傳感器采樣電路的輸出，JTAG接口是DSP微處理器的編程接口，RS232接口可實現(xiàn)對DSP控制器內部控制參數(shù)的調整及控制參量的監(jiān)視.啟停控制通過外部的一個自鎖按鈕SW實現(xiàn)控制，按鈕輸出的控制信號SW連接到DSP的GPIO輸入端口.

當按鈕SW按下時，從GPIO端口輸入低電平，控制PWM發(fā)生器停止工作；當按鈕SW未按下時，由于DSP的GPIO管腳內部帶上拉電阻，故此時從GPIO端口輸入高電平，控制PWM發(fā)生器啟動工作，產生PWM信號，控制變換器功率電路進行直流斬波，實現(xiàn)設定電壓輸出.PWM1A是DSP控制器輸出的PWM驅動信號，該信號經開關管驅動電路進行功率放大，以控制開關管IRF640導通與關斷.

3 控制環(huán)路設計

直流變換器一般采用負反饋構成閉環(huán)系統(tǒng)，為使閉環(huán)系統(tǒng)滿足靜態(tài)和動態(tài)指標要求，一般需要對反饋控制環(huán)路進行設計[9，15].反饋控制環(huán)路補償器可以采用頻域法進行設計，根據增益裕量和相位裕量來設計控制環(huán)路補償器，使其符合系統(tǒng)穩(wěn)定性要求.不同的系統(tǒng)其響應特性要求不一致，一般增益裕量設計在10～20 dB左右，相位裕量設計在45°～60°左右.

3.1 控制環(huán)路設計

本文采用單環(huán)電壓反饋控制實現(xiàn)Buck變換器的設計，其控制環(huán)路原理框圖如圖4所示.根據變換器的輸出電壓VOUT與設定輸出值Vref進行比較產生當前輸出誤差Verr，Verr再經補償器(圖中示例為PI補償器，可為設計的任意補償器)、限幅器后得到當前的控制電壓Vc；再與鋸齒波Sw比較，產生當前所需控制占空比的PWM信號.當Buck變換器輸入或者負載發(fā)生變化時，會導致當前輸出電壓VOUT發(fā)生變化，反饋控制環(huán)路將自動產生新占空比的PWM信號，從而調整變換電路快速恢復到設定輸出值.

圖4 單環(huán)電壓反饋控制Buck變換器控制環(huán)路原理框圖Fig.4 Control loop structure diagram of single loop voltage feedback control Buck converter

根據圖4所示控制環(huán)路原理框圖，控制環(huán)路可完全由DSP微處理器實現(xiàn).本文利用Type 3型補償器設計所需的控制環(huán)路如圖5(a)所示，鋸齒波信號Sw頻率為40 kHz、峰值為5 V、谷值為0 V.利用小信號建模法推導出變換器的轉移傳遞函數(shù)及開環(huán)環(huán)路傳遞函數(shù)[14]，再根據傳遞函數(shù)的幅頻及相頻特性曲線對Type 3型補償器進行設計.本文設計的控制環(huán)路補償器參數(shù)R1=547.014Ω、R2=42.3856 kΩ、R11=10 kΩ、C1=60.5275 nF、C2=15.0613 nF、C3=823.877 pF，其幅頻及相頻特性曲線如圖5(b)所示.從曲線可知，設計的控制環(huán)路增益裕量約為18.29 dB、相位裕量約為45°，滿足閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定性要求.

圖5 Type 3型補償器控制環(huán)路及頻域特性曲線Fig.5 Type 3 compensator and frequency domain characteristic curve of control loop

3.2 控制環(huán)路離散化

電力電子仿真軟件PSIM的SimCode可將支持代碼生成的控制電路原理圖直接生成TI F28335 DSP的控制程序代碼，其生成的C程序代碼可不經任何修改直接在DSP微處理器中運行.為實現(xiàn)以電路原理圖的方式進行DSP控制環(huán)路程序設計，需將設計的Type 3型補償器轉換為離散化的數(shù)字補償器[10，14]，并利用可代碼生成的電路元件構建相應的控制環(huán)路電路原理圖.Type 3型模擬補償器具有兩個零點和兩個極點，其傳遞函數(shù)為:

其中，fz1、fz1、fp1、fp2為補償器的兩個零點和兩個極點，kgain為補償器的增益，n為補償器的階數(shù)，An和Bn為多項式s域傳遞函數(shù)形式的系數(shù).根據圖5(a)的Type3型補償器電路原理圖各元件參數(shù)，Type 3型補償器可轉化為三階s域傳遞函數(shù)，其表達式為:

轉化后的補償器控制環(huán)路電路原理圖如圖6(a)所示.當前輸出電壓值VOUT與設定輸出值Vref經Type3補償器運算后獲得Vc1控制電壓，Vc1經限幅器限制在0～5 V范圍內形成控制電壓Vc；Vc與鋸齒波Sw比較后獲得一定占空比的PWM信號.為實現(xiàn)數(shù)字化控制，需要將s域補償器轉換為z域離散化補償器.可利用后向歐拉法(Backward Euler)將s域傳遞函數(shù)H(s)離散化為z域傳遞函數(shù)H(z)，采樣頻率設置為40 kHz，離散化后的控制環(huán)路電路原理圖如圖6(b)所示，H(z)表達式為:

圖6(b)中Buck變換器輸出電壓VOUT經零階保持器ZOH進行離散化(采樣頻率為40 kHz)，以獲得與開關頻率一致的離散化變換器輸出電壓值.離散化VOUT與設定輸出值Vref經離散化補償器運算后獲得Vc2控制電壓，再經限幅器LIM1獲得控制信號Vc1，再經單位延遲DU單元(延遲單元DU頻率為40 kHz，形成一個開關周期的延時)延時，以獲得延遲一個開關周期的控制信號Vc，再與鋸齒波Sw比較得到一定占空比的PWM信號.對數(shù)字控制來說，一個周期內完成一次輸出控制動作和一次輸入采樣動作，輸出控制與采樣同時進行(當前輸出的控制量Vc是前一個開關周期時采樣與運算得到的控制量Vc1).當輸出控制執(zhí)行完后，當前的采樣計算也完成，得到新的控制參量Vc1將作為下一個執(zhí)行周期的控制量Vc.因此，設計的電路中需要利用單位延遲DU實現(xiàn)采樣與輸出控制的同步動作.

圖6 DSP控制環(huán)路數(shù)字離散化Fig.6 Digital Discretization of DSP Control Loop

3.3 控制環(huán)路DSP硬件化設計

針對圖6(b)已離散化的控制環(huán)路，利用TI F28335 DSP微處理器的ADC單元、輸入GPIO單元、PWM發(fā)生器單元、串口通信SCI單元進行DSP數(shù)控環(huán)路硬件化電路設計，設計的DSP控制環(huán)路電路圖如圖7所示.

圖7 DSP控制環(huán)路電路設計圖Fig.7 Design of DSP Control Loop

圖7(a)是DSP ADC單元對Buck功率變換電路輸出參量經測量傳感器轉換后的模擬電壓IL及VOUT進行采樣的實現(xiàn)電路.輸入模擬電壓IL及VOUT經TI F28335的ADC單元進行模數(shù)轉換，得到對應的數(shù)字量，隨后經零階保持器ZOH(采樣頻率設置為40kHz)獲得與變換器開關頻率一致的離散化數(shù)字控制參量.離散化后的采樣參量經比例增益放大器K還原為原始大小，再由串口SCI單元輸出進行監(jiān)視；離散化后的變換器輸出電壓DVOUT送入圖7(c)的控制環(huán)路參與控制運算，產生所需的PWM信號.

圖7(b)是設計的啟/停控制及軟啟動DSP實現(xiàn)硬件電路原理圖.外部啟/?？刂崎_關信號SW經DSP的GPIO49管腳輸入，形成啟/停控制信號Run.Run信號一方面給PWM發(fā)生器的Start PWM(高電平有效)和Stop PWM(高電平有效)單元，控制PWM發(fā)生器的啟動/停止；另一方面給軟啟動積分器，對初始值Vss0=2 mV進行積分，產生軟啟動控制信號Vss.MIN單元選取軟啟動信號Vss與設定輸出值Vsref=24 V*0.024(設置變換器的輸出值為24 V，24 V經電壓傳感器采樣后為24*0.024 V)中較小值作為當前設定輸出值Vref，隨后送入圖7(c)的控制環(huán)路進行控制運算.

圖7(c)左邊部分是將圖6(b)中的比較器和鋸齒波用DSP的PWM發(fā)生器代替，產生控制電壓Vc對應占空比的PWM脈沖.DSP的PWM發(fā)生器本身具有一個開關周期的延時，因此圖6(b)中的單位延時單元DU可省掉.圖7(c)右邊部分SCI Config、DSP Config和F28335 Board Config是對DSP的串口、DSP系統(tǒng)時鐘、及DSP控制板硬件通道的設置，具體設置與設計的控制環(huán)路DSP控制器硬件參數(shù)一致.

4 系統(tǒng)實現(xiàn)與測試

4.1 DSP數(shù)控Buck變換器仿真驗證

利用圖2的功率變換電路和圖7的DSP控制環(huán)路硬件電路在PSIM仿真軟件中構建基于DSP數(shù)控Buck變換器的仿真電路模型.設置仿真控制時間步長為0.25 us、仿真時間為0.1 s、仿真硬件為TI F28335.另外，將變換器的初始輸入電壓設置為40 V，在0.04 s時輸入電壓從40 V跳變?yōu)?0 V；負載初始功率設置為50 W，在0.07 s時負載功率從50 W跳變到100 W.對構建的DSP數(shù)控Buck變換器仿真電路模型進行仿真，其仿真波形如圖8所示.

圖8 DSP控制環(huán)路硬件化仿真波形Fig.8 Simulation waveform of DSP control loop hardware

圖8中VOUT/0.024為設計的DSP數(shù)控Buck變換器的輸出電壓.當啟動信號為高時，輸出電壓VOUT/0.024從0 V逐步增大到設定輸出值24 V，并穩(wěn)定在24 V輸出；0.04 s輸入電壓VIN/0.024從40 V跳變到60 V，輸出電壓VOUT/0.024在DSP控制環(huán)路的自動調節(jié)下，快速穩(wěn)定到設定輸出值24 V，僅在0.04 s時有微小的波動；0.07 s時負載從50 W跳變到100 W，負載電流Io從2.08 A跳變到4.16 A，輸出電壓VOUT/0.024在DSP控制環(huán)路的自動調節(jié)下，快速穩(wěn)定到設定輸出值24 V，僅在0.07s時有微小的波動.Vrun為啟?？刂颇M信號，當Vrun為高電平時變換器啟動運行，當Vrun為低時變換器停止運行，仿真波形表明設計的DSP啟停控制電路工作正確，實現(xiàn)了DSP數(shù)控Buck變換器的啟停控制.Vss是設計的軟啟動控制信號，當Run信號有效時，軟啟動信號從初始值Vss0=2 mV開始積分，隨著積分的進行，Vss信號從2 mV逐步增大到5 V，當Vss信號小于輸出設定值Vsref時，變換器輸出設置值Vref為Vss；當Vss信號大于輸出設定值Vsref時，變換器輸出設置值Vref為Vsref.從VOUT/0.024輸出波形可知，在剛啟動時變換器的輸出值是逐步增大到期望設定值24 V的，啟動過程實現(xiàn)了軟啟動.

4.2 DSP數(shù)控Buck變換器實現(xiàn)與測試

針對構建的DSP數(shù)控Buck變換器仿真模型，在經仿真驗證后可利用PSIM仿真軟件的SimCoder自動代碼生成功能，將設計的IT F28335 DSP數(shù)字控制環(huán)路生成對應的C程序實現(xiàn)代碼.對生成的C程序代碼不經任何修改直接生成DSP的可執(zhí)行程序，并將可執(zhí)行程序下載到設計的控制環(huán)路DSP控制器中，實現(xiàn)對Buck變換器的DSP數(shù)字控制環(huán)路程序設計[4，6].針對設計實現(xiàn)的DSP數(shù)控Buck變換器，利用直流電源、電子負載及示波器進行測試.在不同的測試條件下，示波器捕獲的輸出電壓波形如圖9所示.

圖9(a)為電子負載抽取電流Io依次為2 A、3 A、4 A、3 A(電流探頭100 mV/A)連續(xù)突變時輸出電壓VOUT的波形，從輸出電壓波形可知，在負載突變時輸出電壓穩(wěn)定在期望輸出值24 V；圖9(b)為輸入電壓VIN依次為35 V、40 V、50 V、60 V連續(xù)突變時輸出電壓VOUT波形，從輸出電壓波形可知，在輸入突變時輸出電壓穩(wěn)定在期望輸出值24 V；圖9(c)為變換器輸入電壓VIN從50 V逐步變到40 V期間的輸出電壓VOUT波形，從輸出電壓波形可知，在輸入連續(xù)變化時輸出電壓穩(wěn)定在期望輸出值24 V；圖9(d)為負載突變時輸出電壓紋波曲線，輸出電壓峰峰值為800 mV，最大值為24.4 V，最小值為23.6 V；圖9(e)為軟啟動過程的啟動控制(3/SW)波形、輸出電壓VOUT波形和輸出電流Io波形，從輸出電壓波形可知，輸出電壓是逐步增大并穩(wěn)定在24 V，實現(xiàn)了軟啟動.從測試波形可知，設計的DSP數(shù)控Buck變換器輸出電壓VOUT在輸入或負載突變期間，均能穩(wěn)定在設定輸出值24 V，紋波僅為3.3%，輸出恒定，紋波較小，實現(xiàn)了設計目標.

圖9 輸出電壓VOUT測試波形Fig.9 Test waveform of output voltage VOUT

5 結 論

針對可再生綠色直流供電裝置在為負載供電時，其輸出端電壓不能恒定在某一固定電壓值的問題，本文利用PSIM的SimCoder功能展示了一個輸入電壓范圍為30～70 V、輸出電壓額定值為24 V的DSP數(shù)控Buck變換器控制環(huán)路設計與實現(xiàn)過程，使直流供電裝置輸出端電壓恒定在設置參考值.根據單環(huán)電壓反饋控制Buck變換器控制環(huán)路原理框圖，利用頻域分析法和Type3型補償器，對DSP數(shù)控Buck變換器控制環(huán)路進行了設計，使環(huán)路增益裕量和相位裕量滿足閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定性要求，利用后向歐拉法進行離散化，并用DSP微處理器的相關硬件單元進行控制環(huán)路電路原理圖設計，在仿真驗證后自動生成DSP控制環(huán)路C程序代碼，實現(xiàn)DSP數(shù)控Buck變換器的數(shù)字控制器設計.實驗測試表明，設計的Buck變換器控制環(huán)路在輸入電壓或負載變化時，能很好的控制輸出電壓恒定在設定參考值，實現(xiàn)了對可再生綠色直流供電裝置輸出電壓恒定輸出的目標，為DSP數(shù)字控制環(huán)路設計以及實現(xiàn)上提供了一種新的實現(xiàn)方法，降低了數(shù)字控制環(huán)路程序設計難度，具有較強的實踐應用價值.