唐家軒,李少甫,何婷婷,余蔣平,唐穎穎

(西南科技大學 信息工程學院,四川 綿陽 621010)

0 引 言

低頻段太赫茲(Terahertz,THz)技術在國內(nèi)外日趨成熟,面臨更高探測精度和通信速率等應用需求,高頻段頻譜資源的利用在世界各國具有較大競爭力。目前太赫茲時域和頻域光譜檢測技術在應用方面仍然存在不足[1～3]。自由電子激光器(free electron laser,FEL)和量子級聯(lián)激光器(quantum cascade laser,QCL)可以解決太赫茲輻射源功率低、頻譜分辨率低等面向?qū)嶋H應用的難題。作為高分辨率太赫茲譜儀中的重要組件,需要研究設計太赫茲諧波混頻器。2016年,Bulcha B T等人設計了基于QCL的1.8～3.2 THz寬帶諧波混頻器[4]。美國宇航局聯(lián)合 VDI 研究出 3～5 THz四次諧波混頻器,主體電路集成在2 μm砷化鎵基片上,這是目前為止工作頻率最高的混頻器[5]。國內(nèi)關于混頻器的報導多集中在1 THz以下頻段,2020年,電子科技大學的徐一朋和紀東峰分別設計了兩種1 THz單片集成混頻器[6～7],進一步拓展了混頻器的工作頻率,驗證了太赫茲較高頻段混頻器自主設計的可行性。

本文自主研究設計了用于偶次諧波混頻的肖特基二極管,還設計了性能優(yōu)異的波導—懸置微帶過渡電路和濾波器,混頻器主體電路集成在3 μm厚的砷化鎵薄膜上。

1 混頻器單元電路設計

1.1 肖特基二極管設計優(yōu)化

二極管的本征截止頻率可由式(1)計算得到

fs=1/2πRsCj0

(1)

根據(jù)式(1),需要通過合理的設計來降低零偏結電容Cj0和級聯(lián)電阻Rs,提高二極管的本征截止頻率。二極管的級聯(lián)電阻Rs主要包括外延層電阻Repi,緩沖層中的擴散電阻Rspread,緩沖層電阻Rbuffer,設計時需要盡量降低這三部分阻抗,從而減小信號在二極管內(nèi)部間的能量損耗。二極管的零偏置結電容Cj0可由式(2)計算得出[8],外延層電阻Repi可由式(3)和式(4)計算得出[9]

(2)

(3)

(4)

緩沖層趨膚深度可由式(5)計算得出

(5)

式中σbuf為緩沖層電導率,μ0為自由空間磁導率,f為二極管工作頻率。計算得到工作頻率為4 THz時,趨膚深度為0.658 μm,設計二極管緩沖層厚度為1 μm。為盡可能地降低緩沖層電阻,設計緩沖層摻雜濃度為5×1018cm-3。

Tang A Y等人發(fā)現(xiàn)采用垂直溝道結構可以減弱二極管內(nèi)部結構在高頻工作條件下引入的渦流效應、臨近效應[10],本次肖特基二極管的設計依然采用垂直溝道結構。初步建立平面垂直溝道二極管的三維模型后,還需優(yōu)化二極管的三維封裝結構以降低二極管的寄生參量。如圖1所示,具體做法為合理地減小空氣橋厚度和寬度,減小空氣橋和摻雜層之間的耦合電容Cfe,Cfb;合理設計焊盤間距,減小兩焊盤之間的耦合電容Cpp和空氣橋寄生電感Lf；減薄襯底厚度,減小兩焊盤之間的耦合電容Cpp1；減薄金屬焊盤厚度可以降低焊盤與緩沖層之間的耦合電容Cpad。待其他單元電路設計完成后,仿真混頻器整體電路性能,不改變其他電路結構,不斷調(diào)節(jié)二極管各處結構,仿真比較分析整體電路性能,實現(xiàn)二極管的最優(yōu)化設計。

圖1 肖特基二極管高頻寄生參量分布

如圖2所示,最終在HFSS中建立了尺寸為21.4 μm×7 μm×4.9 μm的二極管三維模型,為保證信號從肖特基接觸流向歐姆接觸,需要避免金屬焊盤與外延層接觸,同時保證足夠的歐姆接觸面積,設計金屬焊盤與外延層之間的距離為0.2 μm。此外,設計襯底長度略長于緩沖層長度,避免在實際制作中二極管兩側的爬坡金屬和緩沖層、外延層接觸。

圖2 反向并聯(lián)二極管模型

如圖2所示,由于兩只二極管在結構上完全對稱,根據(jù)二極管三維模型尺寸,如圖3所示,利用半導體仿真軟件SILVACO 1︰1構建單管肖特基結模型,并正確調(diào)用遷移率模型、隧穿模型、復合模型等[11],仿真得到二極管的I-V特性曲線。對I-V特性曲線進行理論分析計算,可進一步得到二極管的反向飽和電流Is和理想因子n。

圖3 肖特基二極管管芯模型

根據(jù)式(6)計算得到理想因子n

(6)

式中q為元電荷,k為玻爾茲曼常數(shù)(1.37×10-23J/K),ΔV為二極管兩端電流分別為10 μA和100 μA對應的電壓差值,T為絕對溫度。

計算出理想因子n后,在線性區(qū)任取一點,根據(jù)式(7)可計算出二極管的反向飽和電流Is

Is=I(V)exp-(qV/nkT)

(7)

反向擊穿電壓可由式(8)計算得出

Vbr=60(Eg/1.1)3/2(ND/1016)-3/4

(8)

式中Eg為半導體材料的禁帶寬度,砷化鎵材料的禁帶寬度為1.42。

如表1所示,結合半導體軟仿和理論分析計算,得到了自主設計的肖特基二極管SPICE參數(shù)理論參考值。由于未能對自主設計的二極管進行實物測試,表1中所列的部分SPICE參數(shù)值還比較理想。

表1 肖特基二極管SPICE參數(shù)理論參考值

1.2 射頻過渡電路設計

射頻信號經(jīng)標準波導WM57(3.3～5 THz)輸入,射頻信號通過E面探針過渡結構耦合到懸置微帶線上。為了方便裝配和固定主體單片電路,在波導右側伸出一段砷化鎵基片搭在石英基片上。采用EPO-TEK?H20-HC銀膠,使波導右側微帶與屏蔽腔壁接觸,實現(xiàn)射頻信號和直流分量的接地[12]。射頻過渡電路模型及仿真結果如圖4所示,在3.4～4.4 THz頻段范圍內(nèi)端口1的回波損耗優(yōu)于15 dB,傳輸損耗小于2.3 dB,滿足超寬帶混頻器的設計要求,可用于整體電路設計。

圖4 射頻過渡電路設計優(yōu)化結果

1.3 本振雙工器設計

1.3.1 濾波器設計

本振濾波器和中頻濾波器均采用開口諧振單元結構,如圖5所示。本文對文獻[7]提出的開口諧振環(huán)濾波器結構加以改進,將縱向?qū)ΨQ的開口諧振環(huán)拆成縱向非對稱的開口諧振單元,基于開口諧振單元的濾波器結構簡單緊湊,通過金屬線枝節(jié)之間的耦合效應、金屬線和基板邊緣的耦合效應引入了更多的電容和電感,進一步提升了濾波器的帶外抑制特性。

圖5 濾波器結構改進示意

本振濾波器設計優(yōu)化結果如圖6所示,在0～20 GHz中頻頻率范圍內(nèi),信號通過該濾波器產(chǎn)生的傳輸損耗小于0.06 dB,回波損耗優(yōu)于30 dB,本振信號通過該濾波器產(chǎn)生的傳輸損耗小于0.8 dB,回波損耗優(yōu)于15 dB,對混頻產(chǎn)生的二次諧波信號抑制大于29 dB,回波損耗接近于0 dB,有效反射了混頻產(chǎn)生的本振二次諧波信號,使其重新進入管對參與混頻,提高了信號能量的利用率,可用于整體電路設計。

圖6 本振濾波器設計優(yōu)化結果

中頻濾波器采用5880軟基片,中頻濾波器模型和仿真優(yōu)化結果如圖7所示。該濾波器在1～50 GHz頻率范圍內(nèi),帶內(nèi)插損小于0.2 dB,回波損耗優(yōu)于30 dB,對本振頻率范圍內(nèi)的信號抑制度大于35 dB,可用于整體電路設計。

圖7 中頻濾波器設計優(yōu)化結果

1.3.2 跨傳輸線本振雙工器模型驗證

射頻信號輸入頻率與本振信號輸入頻率差距過大時,傳統(tǒng)的高次諧波混頻電路不再適用,需要提出新的電路結構來抑制混頻產(chǎn)生的高次諧波分量[13]。為降低本振電路設計難度和整體電路復雜度,將砷化鎵電基片做成異形,設計了混合懸置微帶線,中頻濾波器采用微帶線,利用混合傳輸線對信號的衰減來保證混頻器三個端口間的高隔離度,減輕了本振濾波器設計難度。

本振雙工器由本振過渡結構、本振濾波器和中頻濾波器組成,將靠近二極管的一端設為端口1,本振波導輸入設為端口2,中頻輸出設為端口3,跨傳輸線的本振雙工器三維模型及隔離性能仿真結果如圖8所示。仿真結果表明S21和S31均優(yōu)于20 dB,S參數(shù)仿真結果表明在1 700～4 400 GHz范圍內(nèi)該雙工器的隔離性能較好。

圖8 跨傳輸線本振雙工器設計優(yōu)化結果

2 混頻器整體電路仿真設計

在HFSS軟件中完成對射頻過渡、反向并聯(lián)二極管對、本振雙工器的最優(yōu)化設計后,將各個單元電路的仿真結果以SNP文件形式導入到ADS中,對整體電路優(yōu)化仿真。經(jīng)過反復仿真優(yōu)化,完成二極管兩端匹配枝節(jié)的設計,可先將整體電路看成兩部分,在ADS中搭建的整體電路模型如圖9所示。

圖9 ADS中混頻器整體電路模型

在HFSS軟件中將匹配枝節(jié)和各個單元電路拼接,再對整體電路模型進行仿真,這一步仿真周期長,最終導出S5P文件,在ADS中進行諧波平衡分析。若仿真結果未達到設計要求,需要重新調(diào)節(jié)二極管兩端的匹配枝節(jié),直到S5P文件在ADS中的仿真結果達到設計要求,即完成設計,最終混頻器的三維模型如圖10所示。采用僅固定基片兩端而讓主體電路懸空放置的方式,避免了導電膠對高頻電路結構的影響,減輕了實際裝配對混頻器性能的惡化,同時保證了基片的穩(wěn)定放置。值得說明的是,在3.4～4.4 THz頻段內(nèi),由于主體砷化鎵電路傳輸線的單位傳輸損耗較大,嚴格限制了異形砷化鎵基片的長度,保證了薄基片切割的成品率。

圖10 完整混頻器三維模型

混頻器最終仿真結果如圖11所示,混頻器輸入信號在3.4～4.4 THz范圍,本振驅(qū)動動率5 dBm時,單邊帶下變頻損耗在57.3～64.3 dB范圍內(nèi),射頻回波損耗優(yōu)于11 dB?；祛l器變頻損耗曲線在3.4～4.0 THz頻率范圍內(nèi)平坦度較好,且變頻損耗優(yōu)于60 dB,整體電路性能較為穩(wěn)定。

圖11 整體電路仿真結果

表2列出了本文設計結果與國內(nèi)外相關文獻報導的混頻器性能比較。

表2 較高頻段諧波混頻器性能比較

3 結 論

本文提出了采用混合傳輸線的主體電路結構,仿真結果表明:混頻器三個端口之間的隔離度較好。利用HFSS軟件對混頻器各單元電路進行了仿真優(yōu)化設計,再聯(lián)合ADS軟件對混頻器整體電路進行仿真優(yōu)化,整體電路仿真結果較好。本文初步驗證了3 THz以上高次諧波混頻器自主設計的可行性,結果具有重要意義。與國內(nèi)加工單位溝通,自主設計的混頻二極管是可加工的,受限于混頻器的加工成本和加工周期,暫時還未能進行實物測試。此外,受限于當前國內(nèi)二極管的加工工藝,自主設計的二極管截止頻率仍然有限。今后的研究將集中于肖特基二極管的設計和實測,得到更加準確的二極管SPICE參數(shù),提高混頻器仿真結果的準確性。