榮德生，呂培賢，孫瑄瑨，袁亞松，韓少鵬

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院,葫蘆島 125105）

近年，隨著環(huán)境污染的嚴(yán)重以及能源的枯竭，太陽能、風(fēng)能、核能等清潔能源發(fā)電逐漸受到世界各個國家的重視，升壓變換器是其中一個重要的環(huán)節(jié)[1-2]。為了提高電壓增益，進(jìn)而提高變換器的適用范圍，學(xué)者們提出了很多高增益變換器拓?fù)鋄3-5]。文獻(xiàn)[6]提出一種級聯(lián)式Boost 變換器，雖然可以實現(xiàn)較高的電壓增益，但是與此同時增加了器件的損耗，并且主拓?fù)浜涂刂戚^為復(fù)雜。文獻(xiàn)[7]所提出的組合式高增益Boost 變換器也可以實現(xiàn)較高的增益，但是增加了開關(guān)管使得效率有所降低。文獻(xiàn)[8-9]通過引入耦合電感來提高電壓增益，但漏感會直接影響到變換器的效率，電磁干擾問題也會變得嚴(yán)重。

本文在文獻(xiàn)[10]的基礎(chǔ)上，提出了一種磁集成高增益Zeta 變換器，在傳統(tǒng)的Zeta 變換器的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，很大地提高了電壓增益，并且保留了Zeta變換器輸入輸出電流連續(xù)、輸出電壓脈動小等優(yōu)點(diǎn)，單個開關(guān)管控制簡單，又引入了磁集成技術(shù)[11]，使得輸入電感電流紋波有了顯著的減小，變換器體積也有所減小。并對該變換器進(jìn)行了一系列的理論分析和仿真試驗研究。

1 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

磁集成高增益Zeta 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，主電路由電感（L1、L2、L3）、電容（C1、C2、C3、C4）、二極管（D1、D2、D3、D4）以及開關(guān)管S 組成。將電感L1與L2進(jìn)行磁集成，在減小了電感紋波的同時又減小了變換器的體積。

圖1 磁集成高增益Zeta 變換器Fig.1 Magnetic integrated high-gain Zeta converter

為便于分析變換器工作原理，做出如下假設(shè)：①所有開關(guān)管、二極管均為理想器件；②電感和電容均為理想器件，忽略寄生效應(yīng)；③所有電容足夠大，其紋波電壓可忽略；④分析中設(shè)獨(dú)立電感L1=L2=L，耦合電感L1和L2的互感為M，耦合系數(shù)K=M/L。

1.2 工作模態(tài)

開關(guān)管一個工作周期內(nèi)有兩種工作模態(tài)。對應(yīng)開關(guān)管和二極管的狀態(tài)如表1 所示，變換器主要工作波形及開關(guān)模態(tài)等效電路如圖2 和圖3 所示。

圖2 變換器的主要工作波形Fig.2 Key working waveforms of converter

圖3 不同模態(tài)的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in different modes

表1 開關(guān)管和二極管狀態(tài)Tab.1 States of switching tube and diodes

模態(tài)Ⅰ：S 開通，D1、D2導(dǎo)通，電源給并聯(lián)L1、L2和C1充電，D3、D4分別承受C2、C3的電壓而反向截止。此狀態(tài)C2、C3通過開關(guān)管給L3充電同時向負(fù)載放電。構(gòu)成回路如圖3 所示。模態(tài)Ⅰ電路表達(dá)式為

模態(tài)Ⅱ：S 關(guān)斷，D1、D2截止，L1、L2和C1同時給C2、C3充電，L3也通過D3、D4給電容和負(fù)載反向充電。構(gòu)成的回路如圖3 所示。模態(tài)Ⅱ的電路表達(dá)式為

2 變換器的性能分析

2.1 穩(wěn)態(tài)電壓增益

電感L1、L2、L3在一個周期內(nèi)的電流增加量等于減小量，根據(jù)式（1）、式（2）可得電感電流變化量為

根據(jù)電感電流在一個周期內(nèi)的伏秒面積平衡定理，可得變換器的電壓增益表達(dá)式為

通常情況下，在開關(guān)電源設(shè)計中，占空比D 的取值在0.2～0.8 之間，占空比過大，電感易飽和，而當(dāng)占空比過小時，開關(guān)損耗則會比較大。將本文所提出的變換器與傳統(tǒng)的Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic、Zeta 進(jìn)行比較得出電壓增益與占空比的關(guān)系，如圖4 所示?？梢钥闯霰疚奶岢龅淖儞Q器較傳統(tǒng)變換器電壓增益有了明顯的提升。

圖4 升壓能力對比Fig.4 Contrast of Boost capability

2.2 變換器的電感電流紋波分析

由式（3）、式（4）可得電感L1、L2、L3的電流紋波為

將式（6）中的M 用M=KL 代替，得

式中，ε 為電感電流紋波減小的倍數(shù)。ε 與K 的關(guān)系如圖5 所示。可見，當(dāng)電感全耦時，電感電流紋波減小50%，所以耦合電感的設(shè)計應(yīng)該使L1、L2貼近全耦合。

圖5 ε 與K 的關(guān)系曲線Fig.5 Curve of relationship between ε and K

2.3 開關(guān)管電壓應(yīng)力

開關(guān)管、二極管和電容的電壓應(yīng)力對于器件的選型有著很重要的意義。各個電容的電壓應(yīng)力為

開關(guān)管S 的電壓應(yīng)力為

二極管的電壓應(yīng)力為

3 仿真與試驗驗證

3.1 仿真驗證

用PSIM 仿真軟件進(jìn)行仿真，Uin=12 V，耦合系數(shù)K=0.96，負(fù)載電阻R=50 Ω，開關(guān)頻率為f=100 kHz，占空比D=0.5 時，電感和電容參數(shù)見表2。輸出電壓仿真波形如圖6 所示。電感L1與L2集成前后的波形如圖7 所示。

圖6 輸出電壓仿真波形Fig.6 Simulation waveform of output voltage

圖7 輸入電感電流紋波仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of input inductor current ripple

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

仿真結(jié)果表明占空比D=0.5 時，輸出電壓為輸入電壓的5 倍。集成之后電感電流紋波為集成前的一半左右，驗證了理論分析的正確性。開關(guān)管電壓為48 V 近似等于理論計算的值，驗證了理論分析的正確性。圖9（a）為輸入電流的仿真波形，可以在開關(guān)管導(dǎo)通期間，電源直接給電容C1充電，會造成輸入電流產(chǎn)生很大的電流沖擊，為了抑制這個沖擊電流，在實際應(yīng)用時可以在電容C1上串聯(lián)一個小的電感，形成串聯(lián)諧振來減輕電流的沖擊。圖9（b）是串入電感為0.4 μF 的小電感后輸入電流的仿真波形，可以看出串入小電感可以大大減小電流沖擊。

圖8 開關(guān)管的電壓應(yīng)力仿真波形Fig.8 Simulation waveform of voltage stress of switching tube

圖9 輸入電流仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of input current

3.2 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性，設(shè)計一臺變換器原理樣機(jī)，樣機(jī)實驗平臺如圖10 所示。分別設(shè)置不同的參數(shù)進(jìn)行了兩組樣機(jī)實驗，兩組樣機(jī)中電感和電容參數(shù)相同，見表3。

圖10 樣機(jī)實驗平臺Fig.10 Experimental platform for prototype

表3 實驗參數(shù)Tab.3 Experimental parameters

第1 組實驗參數(shù)：輸入電壓Uin=12 V，開關(guān)頻率為f=100 kHz，正向耦合系數(shù)為0.96，占空比為0.5，負(fù)載電阻R=50 Ω。第2 組實驗參數(shù)：輸入電壓Uin=12 V，開關(guān)頻率為f=50 kHz，正向耦合系數(shù)為0.96，占空比為0.6，負(fù)載電阻R=50 Ω。

圖11～圖14 是第1 組參數(shù)下測得的變壓器的運(yùn)行參數(shù)。圖11 是實驗所測的輸出電壓，Uo約為59 V，計算所得的理論值為60 V。由圖12 可見，開關(guān)管電壓應(yīng)力UVPSS約為47 V，計算所得的理論值為48 V，近似相等。由圖13 和圖14 可見，獨(dú)立電感的電流紋波約為1.18 A，對開關(guān)電感中的兩個電感進(jìn)行耦合后，耦合電感電流紋波約0.61 A，大約減小1/2。

圖11 輸入、輸出電壓的波形Fig.11 Waveforms of input and output voltage

圖12 開關(guān)管電壓壓力的波形Fig.12 Waveform of voltage stress of switching tube

圖13 獨(dú)立電感電流波形Fig.13 Waveform of independent inductor current

圖14 耦合電感電流波形Fig.14 Waveform of coupled inductor current

圖15～圖18 是第2 組參數(shù)下測得的變壓器的運(yùn)行參數(shù)。由圖15 可見，實驗所測的輸出電壓Uo約為83 V，計算所得的理論值為84 V。由圖16 可見，開關(guān)管電壓應(yīng)力UVPSS約為60 V 等于計算所得的理論值。圖17 和圖18 中，獨(dú)立電感的電流紋波約為3.0 A，開關(guān)電感中的兩個電感耦合后耦合電感電流紋波約為1.53 A，大約減小1/2。以上數(shù)據(jù)與理論分析基本一致，驗證了理論分析的正確性。

圖15 輸入、輸出電壓的波形Fig.15 Waveforms of input and output voltage

圖16 開關(guān)管電壓壓力的波形Fig.16 Waveform of voltage stress of switching tube

圖17 獨(dú)立電感電流波形Fig.17 Waveform of independent inductor current

圖18 耦合電感電流波形Fig.18 Waveform of coupled inductor current

圖19 為變換器在輸入電壓Uin=12 V 和輸出電壓Uo=84 V 都保持不變的情況下，改變負(fù)載的電阻測得輸出功率與效率的關(guān)系曲線，可以看出變換器的最高效率為92.26%左右。影響變換器工作的主要因素為開關(guān)管的損耗，在以后的研究中可以利用軟開關(guān)技術(shù)來降低開關(guān)管的損耗，進(jìn)而提高變換器的工作效率。

圖19 效率曲線Fig.19 Efficiency curve

4 結(jié)論

本文提出的磁集成高增益Zeta 直流變換器，具有以下優(yōu)點(diǎn)：電壓增益相對比與傳統(tǒng)升壓變換器有顯著提高、變換器電感電流紋波有很大減小、輸出電壓脈動很小。該變換器具有優(yōu)良的工作性能，適合于光伏發(fā)電、燃料電池等需要高增益DC-DC變換器的并網(wǎng)系統(tǒng)之中。