田 銳，凌躍勝，酉家偉，徐 海

(1.河北工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室，天津 300130；2.河北工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室，天津 300130)

電動汽車的快速發(fā)展，對其充電技術(shù)提出了更高要求。電動汽車的動力電池造價昂貴，充電電源必需保持穩(wěn)定的充電電流才能延長電池使用壽命。直流充電電源具有過充判斷、溫度補償?shù)裙δ?，在保證電池安全穩(wěn)定充電的前提下，將充電時間大大縮短[1]。作為家用交流充電的補充，快速直流充電電源主要設(shè)置在充電站中，供電動汽車用戶在外出時應(yīng)急使用，是當(dāng)前研究的熱點。

全橋LLC 諧振拓?fù)?，不僅可以實現(xiàn)全負(fù)載范圍的軟開關(guān)，并且開關(guān)管的電壓應(yīng)力較小，可工作在更高的電壓水平，提升充電功率，縮短充電時間，普遍應(yīng)用在充電模塊后級DCDC 環(huán)節(jié)中。但全橋LLC 諧振變換器在啟動時，由于濾波電容具有較大的充電電流、變換器輸入阻抗較小等因素，會產(chǎn)生很大的沖擊電流，誤觸發(fā)短路保護電路，甚至損壞諧振電容和開關(guān)管[2]。

針對變換器啟動時的沖擊電流問題，學(xué)者們進(jìn)行了深入研究，并取得可觀進(jìn)展。文獻(xiàn)[3]采用一種基于移相控制的軟啟動策略，通過控制占空比D從0 開始線性增加，使變換器增益同樣從0 開始增加，可有效抑制LLC 諧振變換器啟動瞬間的電流峰值，但軟開關(guān)工作波形有一定畸變，啟動效果不佳；文獻(xiàn)[4]通過對變換器工作原理的分析，繪制出增益曲線隨占空比D變化的波形，控制占空比D按增益曲線的反函數(shù)增加的移相方式，可使變換器增益從0 線性增加，當(dāng)啟動時間設(shè)置為40 ms 時，電流波形平穩(wěn)上升，具有較好的啟動效果，但當(dāng)啟動時間較短時，變換器增益雖然線性增加，但上升曲線較陡，仍會產(chǎn)生一定的沖擊電流；文獻(xiàn)[5-6]采用降頻控制的軟啟動策略，使電路在2～3 倍工作頻率下啟動，可有效消除啟動時的電流過沖，但啟動瞬間變換器增益突增，導(dǎo)致啟動瞬間的電流峰值仍然較高；文獻(xiàn)[7]在降頻啟動中結(jié)合PWM+PFM混合控制策略，可在較窄的調(diào)頻范圍內(nèi)軟啟動，并且可以優(yōu)化電流抑制效果。

為優(yōu)化變換器的啟動效果，本文提出一種先移相后降頻的軟啟動控制策略，結(jié)合了傳統(tǒng)軟啟動控制策略的優(yōu)點，在保持全負(fù)載范圍ZVS 軟開關(guān)性能的前提下，在較短時間內(nèi)完成軟啟動，抑制沖擊電流的效果明顯，充電電流可平穩(wěn)上升到穩(wěn)態(tài)工作電流。通過PSIM 仿真實驗平臺與傳統(tǒng)軟啟動策略進(jìn)行對比分析，并搭建一臺500 W 實驗樣機驗證了啟動方案的可行性。

1 直流充電樁的充電模塊

隨著電動汽車行業(yè)的發(fā)展，人們對充電樁的性能要求也越來越高。傳統(tǒng)交流充電樁需要額外的車載充電機與之配合工作，雖然安全穩(wěn)定，但需要6～8 h 才能完成充電，因此交流充電主要用于夜間或空閑時間家用充電[8]。在戶外緊急充電的情況下，就需要用到直流充電樁。

直流充電樁是集充電功能、刷卡功能、計費功能、顯示功能等多種人機交互功能于一體的小型智能充電系統(tǒng)[9]。圖1為直流充電樁的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。

圖1 直流充電樁的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

交流電源經(jīng)接觸器輸入，通過充電控制模塊給充電電路供電，充電電路包括整流環(huán)節(jié)和DC-DC 環(huán)節(jié)，DC-DC 環(huán)節(jié)的輸出直接連接電池組進(jìn)行快速充電；電能表連接在控制模塊與充電電路之間起到對充電電路電量計量的作用和與控制模塊通信的作用；充電樁的充電電流較大，為保證用戶的人身安全設(shè)置了緊急開關(guān)和故障報警裝置，用戶可通過緊急開關(guān)在發(fā)生故障時，強制關(guān)閉充電樁，緊急開關(guān)還可以在充電樁短路或電流泄露時自動切斷供電防止設(shè)備的損壞；采樣電路對電池組的端電壓、充電電流、溫度進(jìn)行實時測量，檢測充電樁的運行狀態(tài)和防止電池組的過充現(xiàn)象；讀卡模塊使用戶可以更便捷地消費與充值；用戶可以通過觸摸屏看到充電信息與充電樁的工作狀態(tài)，也可以通過它輸入相應(yīng)指令來控制充電樁。

其中充電電路的整流環(huán)節(jié)采用VIENNA 整流器，對輸入的交流電源進(jìn)行濾波整流，為后級提供穩(wěn)定的直流母線電壓；DC-DC 環(huán)節(jié)采用全橋LLC 諧振變換器，將母線電壓再次轉(zhuǎn)換為可供電池組直接進(jìn)行充電的穩(wěn)定直流電[10]。圖2 為全橋LLC 諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。該拓?fù)錇楦綦x式結(jié)構(gòu)，可實現(xiàn)電氣隔離和靈活調(diào)壓的功能；全橋設(shè)計使得每個開關(guān)管承受的電壓降為半橋電路的一半，較小的電壓應(yīng)力允許更高的輸入電壓，可得到更大的充電功率；全負(fù)載范圍的軟開關(guān)特性可大大提升充電單元的工作頻率，減小了磁性元件的尺寸，進(jìn)而減小了充電樁的體積。

圖2 全橋LLC諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

全橋LLC 諧振變換器可以在高頻率下實現(xiàn)軟開關(guān)，具有較高的功率密度。但它的非線性元件多，難以建立準(zhǔn)確的模型求出分析表達(dá)式，更重要的是其啟動瞬間的電流電壓沖擊較大，不加控制的工作波形如圖3 所示。啟動瞬間沖擊電流可達(dá)100 A，該電流可能引起短路保護誤啟動，損壞開關(guān)管，甚至將整個電路板損壞，這是全橋LLC 諧振變換器必須要解決的問題。

圖3 不采用軟啟動控制時的工作波形

2 全橋LLC 諧振變換器的啟動過程分析

2.1 啟動頻率對沖擊電流影響

沖擊電流的產(chǎn)生主要是由于在設(shè)計變換器時，為保證輸出端電壓被鉗位，將二次側(cè)電容Cf設(shè)計得非常大，導(dǎo)致在實際啟動時，需要先對電容充電，該充電電流為iCf=Cf·dv/dt，可達(dá)100 A。其次，變換器工作在諧振頻率時，諧振電容Cr與諧振電感Lr構(gòu)成串聯(lián)諧振，使輸入阻抗非常小，也會導(dǎo)致啟動電流上升[11]。

在啟動瞬間電路為濾波電容充電，可認(rèn)為輸出電壓為0，折算到變壓器一次側(cè)仍然為0，可視為將Lm短路，只分析A、B兩點的變化。由于死區(qū)時間非常短，忽略死區(qū)時間內(nèi)的變化，可認(rèn)為Uab只有Uin和-Uin兩種狀態(tài)。設(shè)啟動瞬間流過Lr的電流值為ILr，啟動瞬間Cr兩端的電壓值為UCr，當(dāng)Uab=Uin時：

圖4 uCr與iLrZo的軌跡關(guān)系

設(shè)變換器在坐標(biāo)原點啟動，對應(yīng)開關(guān)管Q1、Q4開通，沿著式(5)軌跡到達(dá)①；過①點以后開關(guān)管Q2、Q3開通(忽略死區(qū)時間)，沿著式(6)軌跡到達(dá)②；過②點以后再次轉(zhuǎn)換為Q1、Q4開通，沿著式(5)軌跡到達(dá)③；過③點以后轉(zhuǎn)換為開關(guān)管Q2、Q3開通，再次沿著式(6)軌跡到達(dá)④點，④點坐標(biāo)為(0，-ILr1)。該過程變換器經(jīng)過兩個開關(guān)周期，使諧振電流從0 增大到ILr1，可以看出期間會引起很大的沖擊電流。文獻(xiàn)[12]對變換器啟動頻率的分析，得出啟動頻率f在大于諧振頻率fr1時，隨著f的增大沖擊電流減小，在大于2fr1后，ILr=在占空比為0.5 不變的情況下，再增加啟動頻率效果不再明顯[12]。

2.2 占空比D 對沖擊電流的影響

變占空比的控制方式中，諧波分量增加，基波分析法已不再適用，對電路進(jìn)行時域分析。

取基準(zhǔn)值：VBASE=Vin，ωBASE=ωr，RBASE=Zr，IBASE=Vin/Zr。

可得到如下方程組：

設(shè)Q、k為已知量，將上述方程組化簡為關(guān)于M與θ2的方程組，但該方程并沒有解析解，通過賦值法可作出k=10 時，不同Q值下增益M關(guān)于D的曲線[4]，如圖5 所示。

圖5 定頻控制時的增益曲線

從圖中可以明顯看出在D從0 增加到0.5 的過程中，M先快速增加再緩慢增加。快速增加的過程會產(chǎn)生非常大的沖擊電流，傳統(tǒng)移相軟啟動方案是控制D線性增加，由于M曲線前段斜率較大，仍會使沖擊電流較大。文獻(xiàn)[4]采用D的變化曲線設(shè)計為：

啟動初期D變化緩慢，隨著M曲線斜率下降，D的斜率逐漸變大，這樣可以使變換器電壓平穩(wěn)建立，限制啟動的沖擊電流。

3 軟啟動方案

3.1 傳統(tǒng)軟啟動方案

由上文對變換器啟動過程的分析可知，啟動瞬間的沖擊電流與啟動時的頻率、啟動時的占空比密切相關(guān)，啟動時的頻率越大沖擊電流越?。粏訒r的占空比越小增益M越小、沖擊電流越小。

控制占空比D從0 開始上升到0.5 的啟動方案，稱為移相軟啟動，從式(11)可知占空比D從0 變化到0.5 的過程中，變換器的增益M也會從0 緩慢增加到穩(wěn)態(tài)值，達(dá)到軟啟動的目的。

在移相軟啟動中，保證啟動時間、死區(qū)時間等條件相同的情況下，啟動頻率設(shè)置為100 kHz，占空比D按照每80 μs增加一次的方式，經(jīng)過20 ms 從0 線性增加到0.5。在PSIM 中進(jìn)行仿真實驗，得到移相軟啟動仿真波形如圖6 所示。從圖中可以看出該策略可以完全消除啟動瞬間電流尖峰，但是在0.005～0.01 s 區(qū)域仍然存在電流過沖。

圖6 移相軟啟動波形

將啟動頻率設(shè)置為2～3 倍諧振頻率啟動，再降低到諧振頻率的啟動方案，稱為降頻軟啟動。上文對啟動過程的分析可知，提高啟動頻率可以降低啟動沖擊電流，但啟動頻率大于2 倍諧振頻率后，再增加啟動頻率降低沖擊電流的效果將不再明顯[12]。因此選用2 倍諧振頻率作為啟動頻率較為合適。在PSIM 仿真平臺中，保證啟動時間、死區(qū)時間等條件相同的情況下，占空比設(shè)置為0.5 不變，選取200 kHz 的啟動開關(guān)頻率，每10μs 變換1 次，線性降到諧振頻率100 kHz。降頻軟啟動波形如圖7 所示。從圖中可以看出降頻軟啟動在啟動后期抑制沖擊電流的效果較好，但由于啟動瞬間占空比為0.5，在啟動瞬間仍然存在電流過沖。

圖7 降頻軟啟動波形

3.2 改進(jìn)型軟啟動方案及實驗波形

移相軟啟動可以消除啟動瞬間的電流尖峰，而存在啟動過程的電流過沖；降頻啟動可以消除啟動過程中的電流過沖，而存在啟動瞬間的電流尖峰。

本文在兩者基礎(chǔ)上提出改進(jìn)型軟啟動策略：在200 kHz的工作頻率下進(jìn)行移相軟啟動，并將傳統(tǒng)移相軟啟動中控制占空比D線性增加的方式改為按照式(10)方式增加。式(10)為圖5 曲線的反函數(shù)，在該方式下增益隨時間近似線性增加，電流也隨時間線性增大。占空比D經(jīng)10 ms 從0 增大到0.5；再切換到降頻軟啟動，從200 kHz 線性降低到100 kHz。軟啟動波形如圖8 所示。

圖8 先移相后降頻的軟啟動波形

對比傳統(tǒng)軟啟動方案，改進(jìn)后的軟啟動方式在啟動瞬間具有傳統(tǒng)移相軟啟動的優(yōu)勢，啟動瞬間沖擊電流非常小；同時在啟動中期具有降頻軟啟動的優(yōu)勢，抑制了啟動中的沖擊電流。該軟啟動方案，僅用時25 ms，抑制沖擊電流的效果明顯。

為驗證上述軟啟動控制策略的可行性，搭建了一臺500 W的全橋LLC 諧振變換器樣機，控制板為TMS320F28335 的開發(fā)板。主要實驗參數(shù)如表1所示?？刂圃摌訖C，按上述改進(jìn)型軟啟動方案進(jìn)行軟啟動，并測試樣機全負(fù)載范圍內(nèi)的軟開關(guān)特性。圖9為樣機的軟啟動波形。圖10為樣機工作波形。實驗結(jié)果與上文仿真結(jié)果一致，對比傳統(tǒng)軟啟動方案，改進(jìn)型的軟啟動方案兼具降頻軟啟動和移相軟啟動的優(yōu)點，啟動瞬間諧振電流無劇烈振蕩；對比占空比線性增加方案，采用改進(jìn)型方案變換器增益啟動前期變化更加平緩，使得沖擊電流更小；而啟動后期，較高的啟動頻率，同樣有效抑制了沖擊電流的產(chǎn)生；在25 ms 后的穩(wěn)定運行狀態(tài)波形中，變換器工作波形畸變較小，在欠諧振工作狀態(tài)、諧振工作狀態(tài)、過諧振工作狀態(tài)中，軟開關(guān)特性明顯，工作穩(wěn)定可靠。從結(jié)果分析可得，改進(jìn)型軟啟動控制策略可有效抑制啟動沖擊電流，啟動用時較短，軟開關(guān)特性良好，具有可行性。

表1 實驗參數(shù)

圖9 軟啟動波形

圖10 樣機工作波形

4 總結(jié)

針對充電模塊后級全橋LLC 諧振變換器的啟動沖擊電流問題，本文詳細(xì)分析了變換器的啟動過程，對比傳統(tǒng)移相軟啟動和降頻軟啟動控制策略的特點，提出一種改進(jìn)型的軟啟動控制策略。該控制策略可使變換器在較短時間內(nèi)完成啟動進(jìn)入穩(wěn)定運行狀態(tài)，抑制沖擊電流效果顯著，工作波形畸變較小。搭建了仿真模型和實驗樣機，驗證了啟動方案的可行性，改進(jìn)型軟啟動方案具備傳統(tǒng)啟動方案的優(yōu)勢，啟動性能良好，使變換器保持全負(fù)載范圍的軟開關(guān)特性，進(jìn)而提高直流充電樁的穩(wěn)定性和安全性。