柴永強 ,施燕峰 ,宋小偉 ,莫金容 ,胡圣波

(1.貴州師范大學 大數據與計算機科學學院,貴州 貴陽 550001;2.南京郵電大學 電子與光學工程學院,江蘇南京 210003)

在物聯(lián)網技術和5G 通信系統(tǒng)高速發(fā)展的今天,對射頻前端濾波器性能指標要求越來越高。為了滿足日益增長的市場需求,小型化、高選擇性、低插損、低成本、高隔離度的雙通帶濾波器成為了學者研究的熱點之一。目前,提出了許多有效的設計方法[1-12]。文獻[1-4]利用微帶線開路枝節(jié)加載T 型或者E 型諧振器,通過奇偶模分析計算奇偶模諧振頻率,并通過饋線窄邊耦合實現了雙通帶濾波特性。文獻[5-9]采用多模階梯阻抗平行耦合線諧振器,通過調整合適的阻抗比,把高階諧振模式組成需要的第二通帶,從而構成雙通帶濾波器。文獻[10-12]利用枝節(jié)加載環(huán)形諧振器,通過開路枝節(jié)微擾,把固有的一對簡并模式分離,組成第二通帶。盡管以上多?；蛑?jié)加載諧振器實現了良好的雙通帶性能,但是由于采用平面結構,設計尺寸偏大,空間利用率不是很高。

針對以上問題,本文采用多層板技術進行設計,在限定的空間內,縮小了平面尺寸,提高了空間利用率。和上述枝節(jié)線加載多模諧振器相比,單模諧振器組成的雙通帶濾波器的中心頻率和帶寬獨立可調,設計靈活性和自由度更高。本文分別利用半波長和四分之一波長諧振器組成上、下通帶,采用低通原型綜合設計方法,使得通帶具有Chebyshev 濾波響應。借助半波長諧振器的交叉耦合和零度饋電耦合結構,生成四個傳輸零點,顯著提升了通帶隔離度和截止裙邊陡峭度,使得帶外抑制具有準橢圓函數濾波響應。

1 結構原理

1.1 原理圖結構

本文設計的多層雙通帶帶通濾波器的三維立體結構如圖1(a)所示。主要由三部分組成,分別是位于第1,5 層的半波長開環(huán)諧振器(R1,R4),位于第2,4層的四分之一波長短路諧振器(R2,R3)和零度饋電耦合結構。

外部激勵通過50 Ω 抽頭線饋電,諧振器R1-R4平面結構如圖1(b)所示。其作用有三:(1)組成上通帶;(2)通過寬邊耦合對諧振器R2-R3 饋電;(3)通過第3 層地平面上的耦合孔徑(如圖1(c)所示),形成一條交叉耦合路徑,在整個通帶兩側形成兩個傳輸零點,以增強帶外抑制,提高頻選特性。

諧振器R2-R3 由開路和短路兩部分組成,通過金屬過孔連接。開路端(電場強度最大)和短路端(磁場強度最強)交叉排列有三個功能:(1)構成第2 層和第4 層的混合耦合區(qū)域,如圖1(d)和(e)中虛線框所示;(2)通過窄邊耦合組成下通帶;(3)形成零度饋電耦合結構,引入兩個傳輸零點。第一個零點位于下通帶右側,增加上下通帶隔離度,降低信號干擾。第二個零點位于下通帶左側,使得截止裙邊陡峭滾降。

圖1 (a) 三維立體結構;(b) 第1 層平面;(c) 第3 層平面;(d) 第2 層平面;(e) 第4 層平面Fig.1 (a) Three dimensional structure;(b)The first layer plane;(c) The third layer plane;(d)The second layer plane;(e)The fourth layer plane

1.2 拓撲結構及等效電路

雙通帶帶通濾波器拓撲結構,如圖2(a)所示,黑色圓代表諧振器,白色圓代表源負載端口,實線表示主耦合路徑,虛線表示交叉耦合路徑。從源到負載終端,主耦合路徑上兩路信號傳輸路徑電長度相等,路徑差為零,形成零度饋電拓撲結構[13-14]。整個二端口濾波網路等效電路如圖2(b)所示,R1-R4 組成上通帶,R2-R3 組成下通帶,J14代表R1-R4之間的交叉耦合,當輸入導納滿足條件Y21,path1234+Y21,path14=0 時,在通帶兩側會生成兩個傳輸零點,以增加帶外抑制。

圖2 (a) 濾波器拓撲結構;(b) 濾波器等效電路Fig.2 (a) Topology of filter;(b) Equivalent circuit of filter

2 Chebyshev 響應綜合設計

2.1 上通帶綜合

設計指標:中心頻率f1=3.58 GHz,3 dB 相對帶寬γ=10%,通帶紋波0.02 dB,帶外抑制-20 dB。根據設計指標,查表可得二階Chebyshev 低通原型元件初值[15]:g0=1,g1=0.552,g2=0.479,g3=1.152。通過計算可得到二階等紋波Chebyshev 響應濾波器的耦合矩陣M1,外部品質因數Qe1及半波長開環(huán)諧振器R1-R4 間的耦合系數K14,具體計算公式如下所示[15]:

組成上通帶開環(huán)諧振器R1-R4 的外部品質因數Qel只與抽頭饋線的位置t有關。隨著抽頭位置t的增加,提取的上通帶外部品質因數Qe1的值逐漸降低,如圖3(a)所示。t值越小,抽頭線越接近半波長開環(huán)諧振器的虛擬地,饋線耦合就越弱,外部品質因數Qe1的值就越高。反之,t值越大,抽頭線越遠離半波長開環(huán)諧振器虛擬地,抽頭線耦合就越強,外部品質因數Qe1的值就越低。隨著耦合孔徑W3增大,諧振器R1-R4的開路端電場耦合強度逐漸增強,提取的耦合系數K14逐步增大,如圖3(b)所示。

圖3 (a) 外部品質因數Qe1變化曲線;(b) 耦合系數K14變化曲線Fig.3 (a) Variation curve of external quality factor Qe1;(b) Variation curve of coupling coefficient K14

2.2 下通帶綜合

設計指標:中心頻率f2=2.45 GHz,3 dB 相對帶寬γ=4%,通帶紋波0.01 dB,帶外抑制-20 dB。根據設計指標,查表可得二階Chebyshev 低通原型元件初值[15]:g0=1,g1=0.459,g2=0.415,g3=1.1。通過計算可得二階等紋波Chebyshev 響應濾波器的耦合矩陣M2,外部品質因數Qe2及四分之一波長短路諧振器R2-R3 間的耦合系數K23,具體計算公式如下所示[15]:

由于三維結構中第1 層的開環(huán)諧振器R1 通過寬邊耦合給位于第2 層的四分之一波長諧振器R2-R3 饋電,所以抽頭線和開環(huán)諧振器R1 整體組成了下通帶饋電結構。諧振器R2-R3 的外部品質因數Qe2隨著諧振器R1-R2 重疊位置t1的增加而逐漸降低,變化曲線如圖4(a)所示。重疊部分t1越寬,寬邊耦合就越強,外部品質因數Qe2的值就越低。隨著耦合間距G增加,諧振器R2-R3 間耦合強度逐漸減弱,耦合系數K23逐漸降低,變化曲線如圖4(b)所示。

圖4 (a) 外部品質因數Qe2變化曲線;(b) 耦合系數K23變化曲線Fig.4 (a) Variation curve of external quality factor Qe2;(b) Variation curve of coupling coefficient K23

2.3 參數分析

抽頭位置t對上通帶帶寬的影響,如圖5(a)所示。隨著t的逐漸增加,上通帶由欠耦合狀態(tài)逐步達到匹配狀態(tài),上通帶帶寬逐漸增加,下通帶帶寬保持不變?；旌像詈祥g隙G對上下通帶性能的影響,如圖5(b)所示。隨著G增加,諧振器R2-R3 間的混合耦合強度逐漸減弱,下通帶的兩個帶內極點逐漸分離,帶寬略微變窄,中心頻率向低頻稍微偏移。同時,由零度饋電結構產生的左側帶外傳輸零點TZ4 逐漸出現,使下通帶的左側截止裙邊愈加陡峭,增強了濾波器的帶外選擇性。G的增加使得上通帶電耦合強度減弱,3 dB 帶寬逐漸變窄。

圖5 (a) 變量t 對帶寬的影響;(b) 變量G 對通帶影響Fig.5 (a) The influence of variable t on bandwidth;(b) The influence of variable G on passband performance

3 濾波器性能測試

根據設計指標,對參數進行優(yōu)化,最終尺寸為:W0=0.763 mm,L0=3 mm,W1=1.2 mm,L1=2.55 mm,L2=12.4 mm,L3=10 mm,t=1.6 mm,g=0.4 mm,r=0.1 mm,G=2.5 mm,W2=0.4 mm,L4=2.8 mm,L5=0.7 mm,W3=2.2 mm,L6=11.5 mm,L7=13 mm,L8=7 mm。本設計采用Rogers 5880 介質基板,相對介電常數為2.2,損耗角正切為0.0009,基板厚度為0.254 mm。加工實物如圖6 所示,其有效尺寸為5.5 mm×12.4 mm× 1.65 mm,相當于0.065λg×0.147λg×0.019λg(λg是中心頻率為2.4 GHz 的導波波長)。

圖6 濾波器實物照片Fig.6 The photograph of proposed filter

采用矢量網絡分析儀AV3629A 對設計的雙通帶濾波器進行S參數測量,測試結果如圖7 所示。上通帶中心頻率為3.55 GHz,3 dB 相對帶寬9.3%,帶內最小插入損耗為0.65 dB,回波損耗大于18.1 dB。下通帶中心頻率為2.4 GHz,3 dB 相對帶寬為3.75%,帶內最小插入損耗為1.02 dB,回波損耗高于15.14 dB。由諧振器R1 和R4 交叉耦合產生兩個帶外傳輸零點TZ1 和TZ2,分別位于1.88 和4.4 GHz,使得濾波器的上下通帶截止裙邊更加陡峭,頻率選擇特性更好。由零度饋電結構產生的傳輸零點TZ3 位于3.13 GHz,使得上下通帶隔離度高于42.32 dB,有效抑制了上下通帶信號干擾,使得濾波器的整體性能更加優(yōu)越。由零度饋電結構引入的有限頻率傳輸零點TZ4 位于2.32 GHz,使得下通帶左側截止裙邊陡峭滾降,實現了帶外準橢圓函數濾波響應。

圖7 濾波器實測和仿真S 參數對比Fig.7 Comparison of the measured and simulated S parameters of the filter

與其他同類文獻進行濾波器性能對比,如表1 所示。本結構具有空間利用率高、結構緊湊、帶內插損小、帶外截止裙邊陡峭、頻率選擇性能優(yōu)越等優(yōu)點。

表1 濾波器性能對比Tab.1 Comparison of the filer performances

4 結論

本文采用低通原型綜合方法,設計了雙通帶Chebyshev 響應帶通濾波器。根據設計指標,提取諧振器的外部品質因數和耦合系數,使得物理模型與設計性能相匹配,最終進行優(yōu)化設計。充分利用多層介質基板的優(yōu)勢,有效提高了濾波器的三維空間利用率,同時還具備拓撲結構簡單緊湊、帶內插損低、帶外截止裙邊陡峭滾降、雙通帶間隔離度高等優(yōu)點,可廣泛應用于通信系統(tǒng)的射頻前端。