劉藝濱，于少娟

(太原科技大學電子信息工程學院，太原 030024)

最近幾年，國內(nèi)外學者對光伏直流升壓匯集與并網(wǎng)技術(shù)十分關(guān)注。[1]光伏直流并網(wǎng)技術(shù)的關(guān)鍵在于大功率，高變比DC/DC變換器的研究。模塊化組合DC/DC變換器大大緩解了當前對大功率，高電壓等級直流變換器的需求。在常見的多模塊串并聯(lián)組合結(jié)構(gòu)中，輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)組合結(jié)構(gòu)適用于新能源發(fā)電的各種場合，比如海上風電的外送，大容量光伏發(fā)電直流輸送等等。[2]對于IPOS DC/DC變換器來說，保證其輸出端良好的均壓效果是變換器正常工作的關(guān)鍵。[3]根據(jù)這一控制要求，目前有文獻研究了幾種IPOS變流器的均壓控制策略。

文獻[4-6]分別提出了運用交錯控制策略，輸入輸出側(cè)雙PI環(huán)，和基于輸入功率比重前饋機制的電壓均衡控制策略解決上述問題，并分別驗證IPOS變流器正常運行及故障運行時的串行輸出端均壓控制效果。

本文詳細研究一種改良下垂的均壓控制策略，利用系統(tǒng)串行輸出端的電壓與電路電感電流的下垂特性實現(xiàn)均壓控制，通過補償改進，提高了控制精度，大概率消除了在傳統(tǒng)下垂控制方法中經(jīng)常出現(xiàn)的靜態(tài)偏差。[7]通過小信號拓撲模型分析控制策略穩(wěn)定性并計算給出參數(shù)穩(wěn)定范圍。最后，通過搭建電路拓撲模型，仿真驗證了該控制策略的合理有效性。

1 IPOS DC/DC變換器模型結(jié)構(gòu)

1.1 子模塊拓撲結(jié)構(gòu)

對于多模塊輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)DC/DC變換器，子模塊的拓撲結(jié)構(gòu)為移相全橋電路，如圖1所示。Sj表示IGBT,Dj表示IGBT的反并聯(lián)二極管，Cj表示IGBT的寄生電容，Lr表示諧振電感，Tr表示子拓撲電氣隔離變壓器，Drj表示子拓撲輸出整流電路二極管，Lf表示子拓撲全橋整流濾波電感，Cf表示子拓撲全橋整流濾波電容，S1和S3的激發(fā)開關(guān)管信號超前S2和S4一定相位，S1S3構(gòu)成超前橋臂，S2S4構(gòu)成滯后橋臂，在移相全橋子電路中，漏感抗存在于開關(guān)管IGBT的相伴電容和電氣隔離變壓器中，正是由于漏電抗的存在使工作電路的全控器件實現(xiàn)零電壓開關(guān)。移相全橋子電路和控制電路都較簡單，能輸出較大功率并且變換效率高，因而也受到了普遍關(guān)注與廣泛研宄。全橋隔離變壓器采用中高頻變壓器進行電氣隔離提高了系統(tǒng)的可靠性，并且比傳統(tǒng)的工頻變壓器的功率密度高且輕巧。[8]

圖1 子模塊拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 Sub module topology diagram

輸出電壓高且電流較小的場景下全橋整流方式有很大的應(yīng)用可靠性，因此，變換器輸出整流采用全橋整流方式。[9]

1.2 組合變換器拓撲結(jié)構(gòu)

如圖2所示，本文將研究將兩個移相全橋電路構(gòu)成的組合電路。

圖2 IPOS變換器拓撲結(jié)構(gòu)圖Fig.2 IPOS converter topology diagram

每一個模塊的移相全橋電路工作運行時分別采用載波移相獨立控制，使其工作在正常穩(wěn)定的狀態(tài)。[10-11]

2 基于輸出電壓下垂的補償改良均壓控制方案

2.1 輸出電壓下垂控制方案

為了使IPOS直流變換器電路拓撲正常運行，使其能夠在串行出口端實現(xiàn)均壓效果，研究一種基于串行輸出端電壓下垂的均壓控制策略。

圖3 下垂均壓控制策略框圖Fig.3 Block diagram of drooping equalization control strategy

由以上分析可知，該控制策略不需要模塊間頻繁的信息交換和通信，緩解了模塊間通訊失敗后對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響和風險，不過由于模塊化程度不高和下垂控制自身存在的精度問題，該控制策略的精度穩(wěn)定性還存在偏差，需要繼續(xù)對傳遞函數(shù)進行優(yōu)化。[12]

2.2 補償改良的下垂均壓控制方案

為了改良變換器拓撲電路控制精度和系統(tǒng)的穩(wěn)定性，降低傳統(tǒng)電壓下垂控制的靜態(tài)誤差率，研究一種補償改良的下垂均壓控制方案，如圖4所示。

圖4 補償改良的下垂均壓控制策略框圖Fig.4 Block diagram of compensation improved droop equalization control strategy

(1)

直接采用PI環(huán)控制有：

(2)

可見式(1)和式(2)的第一項是正比例函數(shù)關(guān)系，總有不同的Ki值使得(1)和(2)的第一項數(shù)值等式成立；對比第2 項可知，在輸入側(cè)與輸出側(cè)電壓變比較高的大功率應(yīng)用場合，電壓突然變化的情況下(Uo-ref-Uoi)?Uo-ref所以有K2?Kp.本文提出的控制可以使暫態(tài)調(diào)節(jié)過程穩(wěn)定性更高，過程更平滑，模塊可靠性提高，抗外界干擾增強，因此具有很強的實際應(yīng)用價值。

3 系統(tǒng)穩(wěn)定性分析

下面對兩個模塊組成的IPOS DC/DC變流器采用小信號建模的方法分析其穩(wěn)定性。[13]

圖5 IPOS 變換器小信號模型Fig.5 IPOS converter small signal mode

由圖5根據(jù)基爾霍夫電壓定律可以列出下列方程式[14-16]：

(3)

(4)

(5)

模塊電壓擾動方程為：

(6)

還可以推導出以下方程式：

(7)

由圖4的控制策略可得兩模塊的占空比擾動信號為：

(8)

可以看到：Gvi電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器控制函數(shù)；Gvo電壓改良補足環(huán)I調(diào)節(jié)器控制函數(shù)；Fm鋸齒波增益。

根據(jù)以上各個方程式可以得到:

(9)

特征根的各項系數(shù)表達式為:

(10)

當兩個模塊的串行輸出端擁有等值電容，此時兩個子拓撲電路串行輸出端口等效阻抗完全相同；當串行輸出電壓有擾動波動時，兩個子拓撲電路可以實現(xiàn)串行輸出端輸出完全均壓，即輸出電壓擾動差為零。在實際電路中，由于兩個模塊的輸出電容不可能完全相等，導致此時上述傳遞函數(shù)在原點處存在兩個極點，這說明當輸出電壓存在擾動時，兩個模塊存在輸出電壓擾動差，且該擾動差既不發(fā)散也不收斂，輸出偏差與模塊參數(shù)以及環(huán)路參數(shù)的設(shè)置有關(guān)?？梢姺€(wěn)定性是所提出系統(tǒng)均壓控制策略的主要特點。[17]

因此，在該均壓控制策略下,只需合理配置參數(shù)，就能減小模塊間的輸出偏差，從而實現(xiàn)多個模塊串行輸出端均壓，使系統(tǒng)穩(wěn)定。[18]

4 仿真驗證

利用Matlab/Simulink 進行仿真，驗證拓撲結(jié)構(gòu)與控制策略的合理穩(wěn)定性，在Simulink中搭建了由2個移相全橋電路模塊構(gòu)成的IPOS 組合系統(tǒng)仿真模型，仿真參數(shù)選取如表1所示。

表1 仿真實驗主要參數(shù)

4.1 輸入電壓突變時改良下垂均壓控制策略仿真結(jié)果

通過圖6可以看出，不投入均壓策略時，當模塊2的輸入電壓突變?yōu)?50 V，模塊2的輸出電壓達不到系統(tǒng)要求的1 000 V，在0.01 s左右升壓完畢峰值電壓達到900 V左右，經(jīng)過一個暫降后穩(wěn)定在850 V左右，兩模塊沒有完成均壓，影響系統(tǒng)的正常運行。

圖6 采用傳統(tǒng)下垂均壓控制策略模塊2的輸入激勵突變?yōu)?50 V時電壓波形圖Fig.6 Voltage waveform when input voltage breaks to 650 V without adopting improved droop voltage equalizing control strategy module 2

不采取均壓策略時，當模塊2輸入電壓突降為700 V時，圖7的電壓波形的趨勢與圖6大致相同，只不過0.05 s后，模塊2的輸出電壓電壓穩(wěn)定在920 V左右，但依然未能完成均壓。

圖7 采用傳統(tǒng)下垂均壓控制策略模塊2的輸入激勵突變?yōu)?00 V時電壓波形圖Fig.7 Voltage waveform when input voltage breaks to 700 V without adopting improved droop voltage equalizing control strategy module 2

根據(jù)圖8的仿真波形，當系統(tǒng)投入均壓策略時，模塊2的輸入電壓突降為650 V，在0.01 s模塊2電壓峰值接近1 000 V，在0.05 s后模塊1和模塊2的電壓雙雙穩(wěn)定在1 000 V上下，說明補償下垂均壓控制策略起了作用，達到了一定效果。

圖8 采用改良補足下垂均壓控制策略模塊2的輸入激勵突變?yōu)?50 V時電壓波形圖Fig.8 Voltage waveform when input voltage breaks to 650 V adopting improved droop voltage equalizing control strategy module 2

圖9的電壓波形是在模塊2輸入電壓突變?yōu)?00 V，投入均壓策略后兩個模塊的輸出電壓波形圖，可以看出在0.055 s后模塊1和模塊2的輸出電壓都穩(wěn)定在1 000 V左右。

圖9 采用改良補足下垂均壓控制策略模塊2的輸入激勵突變?yōu)?00 V時電壓波形圖Fig.9 Voltage waveform when input voltage breaks to 700Vadopting improved droop voltage equalizing control strategy module 2

如波形所示，當IPOS變換器沒有采用改良下垂控制的均壓策略，輸入電壓在由于某種原因發(fā)生突變時，比如由原來正常的750 V下降到700 V甚至是650 V，各個模塊的輸出端就難以完成均壓，故障模塊的輸出電壓也會相應(yīng)的發(fā)生突變，影響系統(tǒng)的正常工作。

但是當投入均壓控制策略之后，通過仿真實驗的結(jié)果可以清晰的看出，各個模塊的輸出側(cè)能夠出色的完成均壓任務(wù)，保證整個系統(tǒng)正常穩(wěn)定的運行。

4.2 模塊故障(變壓器變比發(fā)生突變)時改良下垂均壓控制策略仿真結(jié)果

圖10是當模塊2 內(nèi)部發(fā)生故障，原副邊變比突變?yōu)?.5時，沒有投入均壓策略時，兩模塊輸出電壓波形圖，通過仿真結(jié)果可以看出，故障后模塊2的電壓突升，0.05 s后穩(wěn)定在1 200 V左右，而模塊1的輸出電壓則穩(wěn)定在1 000 V左右，系統(tǒng)沒有完成均壓。

圖10 不采用改良下垂均壓控制策略模塊2的原副邊變比突變?yōu)?.5時電壓波形圖Fig.10 Voltage waveform when the original side ratio changes to 0.5 without adopting improved droop voltage equalizing control strategy module 2

當投入均壓控制策略時，如圖11的仿真結(jié)果所示，模塊2的輸出電壓雖然突升至1 200 V,但是在(0.02-0.05) s間下降到980 V左右，在0.1 s左右穩(wěn)定在1 000 V,模塊1則在0.05 s就穩(wěn)定在1 000 V，最終完成均壓，系統(tǒng)穩(wěn)定運行。

圖11 采用改良下垂均壓控制策略模塊2的原副邊變比突變?yōu)?.5時電壓波形圖Fig.11 Voltage waveform when the original side ratio changes to 0.5 adopting improved droop voltage equalizing control strategy module 2

通過仿真實驗的結(jié)果來看，當IPOS變換器沒有采用改良下垂控制的均壓策略時，子模塊內(nèi)發(fā)生某種故障，比如隔離變壓器的變比突然發(fā)生變化，各個模塊的輸出電壓就難以完成均壓，故障模塊的輸出電壓也會相應(yīng)的發(fā)生突變，影響系統(tǒng)的正常工作。

但是當我們投入均壓控制策略之后，通過仿真實驗的結(jié)果我們可以清晰的看出，各個模塊的輸出側(cè)能夠出色的完成均壓任務(wù)，保證整個系統(tǒng)正常穩(wěn)定的運行。

5 結(jié)論

本文研究分析了一種以移相全橋電路為子模塊的模塊化IPOS組合DC-DC變換器，進行了獨立電路的原理分析，多電路組合的控制方法合理性分析，結(jié)合小信號模型對采用該策略的系統(tǒng)進行了穩(wěn)定性分析，并通過仿真對IPOS組合變換器及其均壓控制策略的可行性進行驗證。

仿真結(jié)果表明，研究提出的IPOS組合變換器及控制策略具有如下主要特點：適用于低壓大電流輸入，高壓寬范圍輸出的應(yīng)用場合。子模塊各自獨立，模塊化程度高，拓展性好，穩(wěn)定性，抗故障能力高。采用補償?shù)母倪M下垂均壓控制策略，使串聯(lián)輸出電壓精度高，調(diào)整率好。采樣、控制與通信均在串聯(lián)側(cè)完成，無需額外的隔離采樣等附加電路，簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，具有較好的工程應(yīng)用價值。在輸入電壓突變和模塊出現(xiàn)故障的情況下能夠穩(wěn)定的完成輸出側(cè)的均壓任務(wù)，使系統(tǒng)正常穩(wěn)定的運行。