馮培磊，劉曉欣，陳瀟雅，徐天奇，普碧才，王鯤鵬

（1．國(guó)網(wǎng)新源安徽金寨抽水蓄能有限公司，安徽省六安市 237000；2．云南民族大學(xué) 電氣信息工程學(xué)院，云南省昆明市 650500；3．南方電網(wǎng)產(chǎn)業(yè)投資集團(tuán)有限責(zé)任公司，廣東省廣州市 510000；4．云南電網(wǎng)公司怒江供電局，云南省怒江縣 673200 ）

0 引言

配電網(wǎng)與用戶聯(lián)系緊密覆蓋面廣，目前多采用人工巡線的方式查找故障耗時(shí)較長(zhǎng)，如果不能夠及時(shí)準(zhǔn)確排除故障點(diǎn)，容易引發(fā)連帶的多重故障，甚至導(dǎo)致大面積停電。尤其在天氣惡劣的條件下，嚴(yán)重危及電力系統(tǒng)運(yùn)行安全，不能滿足智能配電網(wǎng)發(fā)展要求。小電流接地系統(tǒng)在發(fā)生單相短路故障后可短時(shí)帶故障運(yùn)行，但故障定位費(fèi)時(shí)費(fèi)力[1]。配電網(wǎng)智能化可以有效提高供電可靠性、降低運(yùn)維人力投入，是當(dāng)前的發(fā)展趨勢(shì)。

由于怒江大峽谷地貌復(fù)雜，山高坡陡、地勢(shì)險(xiǎn)要、天氣惡劣等因素存在，配電網(wǎng)線路距離長(zhǎng)、配電網(wǎng)網(wǎng)架結(jié)構(gòu)復(fù)雜，故障點(diǎn)高效查找是難題，具體體現(xiàn)在排除區(qū)域廣、排除時(shí)間長(zhǎng)、投入人材機(jī)量大、停電時(shí)間長(zhǎng)、負(fù)荷損失多。本文著眼于新型非接觸式傳感技術(shù)，從縮短定位時(shí)長(zhǎng)、提高定位精度出發(fā)，對(duì)傳感技術(shù)進(jìn)行了深入的研究與應(yīng)用。

1 行波的產(chǎn)生

從圖1中可以看到在配電網(wǎng)的電力線路中由故障點(diǎn)本身的電壓瞬間變化所產(chǎn)生的故障行波信號(hào)。在接地的故障點(diǎn)的電壓將降為零的接地情況為金屬性接地[2]，這種情況可以將電網(wǎng)視為兩個(gè)網(wǎng)絡(luò)的合并運(yùn)行進(jìn)行分許，其一為正常分量的電網(wǎng)運(yùn)行時(shí)的網(wǎng)絡(luò)，其二為故障分量下的網(wǎng)絡(luò)，在圖1（d）中，故障狀態(tài)下的行波電壓源為-UF，這個(gè)附加在故障網(wǎng)絡(luò)中的行波電壓源意義在故障點(diǎn)產(chǎn)生行波信號(hào)，沿著線路向兩端以接近于光速傳輸[3]。

圖1 輸電網(wǎng)絡(luò)故障網(wǎng)絡(luò)行波示意圖Figure 1 Schematic diagram of traveling wave in fault network of transmission network

通常分析下，一般設(shè)置線路在發(fā)生接地故障時(shí)從外部角度來(lái)看所測(cè)得的故障接地阻抗視為R，圖2中在接地故障點(diǎn)產(chǎn)生故障時(shí)，初始的電壓行波信號(hào)會(huì)向線路兩端傳輸整個(gè)行波的第一個(gè)行波電壓以及電流信號(hào)，這個(gè)時(shí)候的故障行波的波頭幅值大小可以按式（1）～式（3）計(jì)算：

圖2 故障初始行波及其傳輸Figure 2 Initial traveling wave and its transmission

在上式中對(duì)電力線路正常狀態(tài)下的未故障時(shí)該點(diǎn)對(duì)地所產(chǎn)生的電壓用ef，產(chǎn)生故障時(shí)的初相角用θ來(lái)表示，在該點(diǎn)發(fā)生接地故障時(shí)會(huì)產(chǎn)生對(duì)地的電壓，用U來(lái)表示，在該故障點(diǎn)故障過(guò)程中產(chǎn)生的對(duì)地的電流用If來(lái)表示，從故障點(diǎn)的角度來(lái)看，故障點(diǎn)對(duì)地的電阻即為過(guò)渡電阻用R表示[4]。在電力線路中，波在線路中傳輸?shù)臓顟B(tài)用波阻抗表征，即為Zc，它與阻抗具有同一量綱，但不消耗能量。通常電纜線路的波阻抗要比架空線路的波阻抗小，前者根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)可知為200Ω，后者為300Ω。

2 磁電阻選型

選用TMR2701芯片設(shè)計(jì)非接觸式行波傳感器，如圖3所示。芯片采用推挽式Wheatstone電橋結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)相比其他結(jié)構(gòu)而言更特殊。在芯片內(nèi)部，有4只磁勢(shì)能裸露條件下的隧道磁敏元件。如果外部磁勢(shì)能與傳感器靈敏角度一致，且磁勢(shì)能時(shí)域變化的情況下，Wheatstone電橋輸出一個(gè)電壓，該電壓為差分電壓，并且該輸出具有良好的溫度穩(wěn)定性。輸出曲線如圖3所示。傳感器檢測(cè)靈敏度非常高，可適應(yīng)-30～130℃高溫帶的工作溫度范圍，有著寬動(dòng)態(tài)范圍，較低功耗[5]，極低的磁滯和寬工作電壓范圍以及極低的本底噪聲，廣泛運(yùn)用在微弱磁勢(shì)能檢測(cè)、電流傳感器和定點(diǎn)傳感器中。

圖3 TMR芯片實(shí)物及輸出曲線Figure 3 TMR chip and output curve

3 新型非接觸式傳感器硬件電路設(shè)計(jì)

TMR是最重要的子系統(tǒng)，用來(lái)從制導(dǎo)與引信系統(tǒng)中獲取目標(biāo)信息。探測(cè)靈敏度的高低對(duì)該系統(tǒng)的目標(biāo)探測(cè)整體性能起了決定性的作用[6]。探測(cè)靈敏度主要由兩個(gè)因素決定：一是傳感器本身的靈敏度，本文中采用的TMR傳感器相對(duì)于傳統(tǒng)磁性元件在特性上具有天然優(yōu)勢(shì)；二是TMR傳感器電路設(shè)計(jì)的靈敏度。因此，是基于微弱磁勢(shì)能探測(cè)的原理及背景，側(cè)重探索如何提高系統(tǒng)探測(cè)電路靈敏度，改進(jìn)技術(shù)。如圖4所示為信號(hào)調(diào)整電路的原理框圖。信號(hào)調(diào)整主要由信號(hào)的放大和濾波兩部分組成，在兩者之間加入運(yùn)放跟隨電路用來(lái)增加信號(hào)的驅(qū)動(dòng)能力同時(shí)也能起到電路模塊間相對(duì)的隔離作用，以此增大電路的抗干擾能力。

圖4 信號(hào)調(diào)整電路原理框圖Figure 4 Schematic diagram of signal adjustment circuit

3.1 放大電路

由于TMR中的Wheatstone電橋的輸出端輸出信號(hào)小，無(wú)緩沖且驅(qū)動(dòng)能力較弱；使用TMR作為磁傳感器來(lái)輸出信號(hào)需要在Wheatstone電橋后端的放大電路中選擇儀表放大器，由于這種芯片對(duì)弱信號(hào)具有較好的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的作用。如圖5所示的A1、A2、A3三個(gè)運(yùn)算放大器組成了儀表放大器[7]。

具有對(duì)稱結(jié)構(gòu)的差分輸入端由具有對(duì)稱結(jié)構(gòu)的A1、A2組成，如圖5所示，當(dāng)R1=R2，R3=R4=R5=Rf[8]時(shí)，在理論上，這時(shí)的差模增益Ad為：

圖5 儀表放大器原理框圖Figure 5 Schematic diagram of instrument amplifier

當(dāng)輸入的信號(hào)為共模信號(hào)，RG處于斷開狀態(tài)；A1、A2為電壓跟隨器，其共模增益為1，增加了信號(hào)的驅(qū)動(dòng)能力。A3的作用是將A1、A2輸出端的差動(dòng)轉(zhuǎn)為A3的輸入信號(hào)，由A3轉(zhuǎn)化為單端信號(hào)，電阻Rf的匹配精度決定了共模抑制精度。

采用儀表放大器AD8421對(duì)敏感信號(hào)進(jìn)行放大，而AD8421是一款具備低功耗、超低偏置電流、低成本、噪聲極低的高速儀表放大器。若所需信號(hào)的頻率為20kHz[9]，在放大器增益為1的情況下，AD8421的共模抑制比值為80dB，也就是說(shuō)差模增益是共模的一萬(wàn)倍，且該芯片的共模抑制比會(huì)隨著其放大倍數(shù)的增加而增加，故該芯片具有非常良好的共模抑制能力。在運(yùn)放的放大倍數(shù)小于100時(shí)，它的增益帶寬積為10MHz，不僅滿足了運(yùn)放倍數(shù)的要求，也滿足信號(hào)的帶寬需求。

信號(hào)放大電路圖如圖6所示，當(dāng)放大器的增益設(shè)置為22時(shí)，電阻R1決定了運(yùn)放的增益G。

運(yùn)放的輸出電壓見式（6）：

圖6 信號(hào)放大電路Figure 6 Signal amplification circuit

芯片的參考端REF引腳定義了參考電壓VREF；將參考端直接接地，即VREF=0，則輸出電壓[10]見式（7）：

當(dāng)目標(biāo)信號(hào)的強(qiáng)度較低時(shí)，儀表放大器調(diào)整電路需要處理可能會(huì)存在的不斷增加射頻干擾信號(hào)，如果存在較大的射頻干擾信號(hào)，會(huì)首先導(dǎo)致被儀表放大的輸入級(jí)整流[11]，會(huì)體現(xiàn)出直流失調(diào)的誤差，這種信號(hào)在其輸出端加入低通濾波部分也不能去除這個(gè)誤差。本文中的差分輸入端需要加入射頻干擾濾波器，主要目的為：①在輸入端盡可能地去除射頻能量；②平衡地和每個(gè)輸入端之間的交流信號(hào)；③為了避免對(duì)輸入信號(hào)源的帶載能力需在測(cè)量帶寬內(nèi)保持足夠高的輸入阻抗[12]。

如圖6所示，在反相端之前加入由R2和C2構(gòu)成低通濾波器電路，在同相端之前加入由R3和C3構(gòu)成低通濾波器電路。需要匹配好兩個(gè)低通濾波器之間的截至頻率，如果匹配不好，則會(huì)造成共模信號(hào)易轉(zhuǎn)化為差分信號(hào)，產(chǎn)生誤差。電容C4放置在C2與C3之間，處于輸入與輸出間，其作用是為了能在一定程度上降低低通濾波器的匹配，按照以往經(jīng)驗(yàn)，C4的值至少為C2的10倍。輸入端的抗射頻干擾的濾波器有差分帶寬和共模帶寬兩種。

兩個(gè)RC低通網(wǎng)絡(luò)決定共模帶寬BC兩個(gè)輸入與地之間的共模信號(hào)帶寬[13]：

3.2 濾波電路

TMR磁傳感器輸出的信號(hào)中存在大量高頻的噪聲信號(hào)，加上傳感器周圍存在的電磁干擾以及電路本身中的電阻、電容、半導(dǎo)體等器件都會(huì)產(chǎn)生一定的噪聲會(huì)造成影響[4]，導(dǎo)致最終輸出的信號(hào)中存在一些非真實(shí)的高頻信號(hào)，這類高頻干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)放大后，對(duì)行波信號(hào)的檢測(cè)靈敏度干擾極大，從而影響測(cè)量精度。在傳感器的輸出端加入低通濾波器變得重要，以此來(lái)消除或削弱這類不需要的高頻信號(hào)的干擾，從而提高檢測(cè)精度，提高傳感器的輸出特性。

適用于TMR磁傳感器的低通有源濾波方式主要有以下三種：Bezier濾波、切比雪夫和Butterworth濾波[14]。濾波器的階數(shù)相同的情況下，Butterworth濾波器在其通帶內(nèi)最平坦，而其阻帶下降慢。切比雪夫?yàn)V波器的通帶具有等紋波特性，通帶中波峰和波谷之間的幅度響應(yīng)的差異永遠(yuǎn)相同，且阻帶較Butterworth濾波器與Bezier濾波器下降快。Bezier濾波器的優(yōu)勢(shì)著重于相頻響應(yīng)，幅頻響應(yīng)的通帶具有等紋波，其阻帶下降慢。本文所選的低通濾波器需在以下兩方面滿足要求：①在通帶內(nèi)的輸出與輸入之間的比值需保持穩(wěn)定，也就是所需的通帶增益應(yīng)小；②考慮過(guò)渡帶經(jīng)過(guò)濾波電路后的衰減速度，所需的衰減速度為在滿足截至頻率條件下，衰減速度越快越好[15]。為滿足以上兩個(gè)條件，同時(shí)加強(qiáng)濾波器對(duì)高頻信號(hào)的抑制性能，切比雪夫低通濾波器更適合。根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)，選擇具有4階切比雪夫低通濾波器LTC1563-2，具體電路如圖7所示，分析得圖7的截至頻率范圍為256Hz＜Fc＜256kHz，本文中截至頻率設(shè)為20kHz，而4階切比雪夫?yàn)V波器頻率響應(yīng)波特圖如圖8所示。

圖7 濾波電路原理圖Figure 7 Schematic diagram of filter circuit

圖8 濾波電路頻率響應(yīng)波特圖Figure 8 Baud diagram of frequency response of filter circuit

4 實(shí)驗(yàn)測(cè)試

4.1 頻率特性測(cè)試

新型非接觸式行波傳感器樣品實(shí)物圖見圖9（a），傳感器尺寸內(nèi)寬25.24mm、內(nèi)深57.73mm、內(nèi)卡槽寬1.6mm，體積小巧，安裝靈活，可帶電作業(yè)。

AFG3251信號(hào)發(fā)生器作為信號(hào)輸出源，搭建非接觸式傳感器測(cè)試平臺(tái)，見圖9（b）。

圖9 非接觸式行波傳感器實(shí)物及實(shí)驗(yàn)測(cè)試Figure 9 Physical and experimental test of non-contact traveling wave sensor

采用高頻正弦波進(jìn)行測(cè)試。調(diào)整信號(hào)發(fā)生器輸出頻率，測(cè)量傳感器輸出電壓見圖10。

從圖10中可看出，該非接觸式傳感器可正確傳變高達(dá)50MHz信號(hào)，檢測(cè)靈敏度達(dá)毫安級(jí)，按理論計(jì)算，可檢測(cè)配電網(wǎng)過(guò)渡電阻高達(dá)8kΩ的接地故障，優(yōu)于目前配電網(wǎng)故障定位裝置指標(biāo)。

圖10 正弦波下不同頻率波形圖Figure 10 Different frequency waveforms under sine wave

4.2 現(xiàn)場(chǎng)真型環(huán)境測(cè)試

為了更好地測(cè)試研究的新型非接觸式傳感技術(shù)的可行性，針對(duì)現(xiàn)場(chǎng)實(shí)地箱式變壓器接地線（扁鐵）固定傳感器的問題，設(shè)計(jì)了一款卡扣式的行波傳感器進(jìn)行技術(shù)驗(yàn)證，卡扣式行波傳感器實(shí)物圖如圖11所示，卡扣式行波傳感器實(shí)驗(yàn)測(cè)試圖如圖12所示。

圖11 卡扣式行波傳感器實(shí)物圖Figure 11 Physical diagram of buckle type traveling wave sensor

圖12 卡扣式行波傳感器實(shí)驗(yàn)測(cè)試圖Figure 12 Test chart of clasp traveling wave sensor

實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證后針對(duì)怒江實(shí)際箱式變壓器情況，進(jìn)行了模擬現(xiàn)場(chǎng)真型環(huán)境測(cè)試，如圖13所示。

在怒江福貢縣10kV架科底線，選取10kV窮扒依獨(dú)支線T維獨(dú)村支線2號(hào)桿的維獨(dú)1號(hào)公用箱式變壓器安裝了行波裝置及傳感器裝置，設(shè)定170桿（代替選取臺(tái)區(qū)的桿號(hào)）為初始桿，164桿為終桿，采用行波發(fā)生器模擬輸出故障行波，故障定位后臺(tái)系統(tǒng)記錄測(cè)試結(jié)果，傳感器可行性及模擬故障定位分析如圖14～圖18所示。

圖14 第1次試驗(yàn)彈窗截圖Figure 14 First test shots screenshots

圖15 第2次試驗(yàn)彈窗截圖Figure 15 Screenshot of the second test

圖16 第3次試驗(yàn)彈窗截圖Figure 16 Screenshot of the third test

圖17 第4次試驗(yàn)彈窗截圖Figure 17 Screenshot of the fourth test

圖18 第5次試驗(yàn)彈窗截圖Figure 18 Screenshot of the fifth test

正向定位結(jié)果通過(guò)數(shù)據(jù)計(jì)算最大為132.4m，負(fù)向定位結(jié)果最小為103m；模擬故障點(diǎn)距離170號(hào)桿115m；得出定位誤差在-12～+17.4m。仿真結(jié)果證明新型非接觸式傳感技術(shù)可行，對(duì)故障行波的感知度良好，結(jié)合故障行波裝置定位結(jié)果在100m內(nèi)，符合要求。

5 總結(jié)

本文主要研究一種新型非接觸式行波傳感器的配電網(wǎng)故障行波定位技術(shù)，無(wú)須與配電網(wǎng)高壓一次設(shè)備直接連接，在高壓導(dǎo)線附近，即可感知故障行波信號(hào)，布點(diǎn)靈活，行波采集電位不受一次設(shè)備條件限制，因此信號(hào)采集可靠性更高；結(jié)合怒江配電網(wǎng)實(shí)際情況，如地貌復(fù)雜、山高坡陡、地勢(shì)險(xiǎn)要、天氣惡劣，且配電網(wǎng)線路距離長(zhǎng)、配電網(wǎng)網(wǎng)架結(jié)構(gòu)復(fù)雜等實(shí)際問題、開發(fā)出配有新型非接觸式傳感器的行波故障定位裝置，能大大降低因高耗時(shí)故障查找造成的停電損失，節(jié)約人工成本、減少安全風(fēng)險(xiǎn)、提高供電可靠性。