張 娟，張心怡，吳曉麗，裴立力，李 莉，韓國瑞

(山西大學 物理電子工程學院，山西 太原 030006)

0 引 言

從2G到5G，移動基站天線由簡單線天線發(fā)展為各種類型的天線，比如全向天線、 定向單極化天線、 定向雙極化天線、 電調(diào)單極化天線、 電調(diào)雙極化天線、 多頻雙極化天線等. 傳統(tǒng)無線通信系統(tǒng)中，單天線的信道容量有限，最大傳輸速率較小. 隨著對通信速率要求的不斷提高，需要突破傳統(tǒng)無線通信系統(tǒng)的容量界限. 雖然增加信道的功率和拓寬信道的帶寬可以提高信道容量，但會受系統(tǒng)功率和頻譜資源的限制，因此，最好的方法是提高頻譜使用效率，增加信噪比來提高信道容量. 多輸入多輸出(multiple input multiple output，MIMO)天線技術(shù)可以充分利用空間資源[1]，在不增加頻譜資源和發(fā)射天線功率的情況下，成倍提高系統(tǒng)信道容量，改善通信質(zhì)量. MIMO 技術(shù)在基站中工作時，天線之間有足夠大的空間，可以減小各天線間的相互干擾； 但是如果在尺寸小的移動設備中工作時，會使天線單元間發(fā)生相互作用，這種相互作用會使天線達不到預期的輻射效率，同時也會使無線通信系統(tǒng)達不到預期的工作效果. 因此，研究小型化天線單元之間的解耦技術(shù)是非常必要的.

MIMO的概念最早是由馬可尼提出來的，其主要用于抗信道的衰落[2]； 文獻[3]設計了一款高端口隔離度的小型化超寬帶MIMO天線. 通過在天線輻射貼片和地板進行開槽處理，利用曲流技術(shù)實現(xiàn)了天線的小型化； 輻射貼片單元為橢圓盤單極子天線，橢圓盤漸變的結(jié)構(gòu)可以使天線單元在寬頻帶內(nèi)得到良好的匹配，天線的工作帶寬為3.1 GHz～10.6 GHz； 地板縫隙和地枝節(jié)可以濾除地板上的耦合電流，兩天線單元間端口的隔離度得到了有效地改善，在整個超寬帶頻段范圍內(nèi)兩端口間的隔離度大于15 dB； 文獻[4]設計了一種新穎的由兩個輻射單元組成的雙頻帶4端口MIMO天線，天線低頻工作頻段為803 MHz～823 MHz，高頻頻段為2 440 MHz～2 900 MHz，在兩個天線單元間增加缺陷地結(jié)構(gòu)之后，兩個天線之間的隔離度大于17 dB； 文獻[5]設計了一種倒F型雙頻MIMO天線，覆蓋2.4 GHz～5 GHz無線局域網(wǎng)(WLAN)頻段，通過設置彎曲的諧振支路和在天線接地板上蝕刻倒T形槽，在2.4 GHz和5 GHz 兩個頻段獲得15 dB的隔離； 文獻[6]提出了一種緊湊的MIMO天線，由具有UWB性能的兩個偏置微帶饋電天線單元組成，通過在輻射元件之間增加T型微帶線來抑制相互耦合，實現(xiàn)高隔離度； 文獻[7]在每個輻射貼片的邊緣連接兩條中和線，來減少雙頻微帶天線陣列的相互耦合，每條中和線的長度對應微帶天線的諧振頻率的1/2波長，分別在兩個頻率獲得 25 dB和 35 dB 的隔離度； 文獻[8]中提出了具有中和線的MIMO天線陣列，由單極子和環(huán)形結(jié)構(gòu)組成的4個天線單元分別位于PCB板的邊角上，安裝在邊框外部的中和線僅占用很小的電路板空間，使天線4個端口之間獲得了高度隔離； 文獻[9]提出了一種在移動終端中實現(xiàn)4*4 MIMO天線陣列的方法. 通過在輻射貼片上選擇饋電位置和短路過孔的位置，以達到天線端口去耦的目的； 文獻[10]中輻射單元之間的低相互耦合是通過在有缺陷的接地板上增加一個耦合縫隙來實現(xiàn)的，在整個天線帶寬上提供優(yōu)于-13 dB的互耦. 本文提出了一種T型枝節(jié)解耦的雙頻帶MIMO天線. 天線單元采用印刷單極的形式，工作頻段覆蓋WLAN(2.4 GHz～2.48 GHz，5.15 GHz～5.35 GHz，5.725 GHz～5.825 GHz)頻帶. 天線低頻諧振單元為倒F天線，通過在低頻枝節(jié)上增加短截線，用以產(chǎn)生高頻諧振，實現(xiàn)天線的雙頻工作. 通過將天線單元沿水平方向?qū)ΨQ放置組成二單元MIMO陣列. 分別對二單元天線進行阻抗匹配和解耦分析，用T型枝節(jié)來對天線進行解耦，降低兩個天線之間的相互影響，提高天線端口隔離度.

1 天線的設計

本文設計的二單元雙頻MIMO天線的結(jié)構(gòu)如圖1 所示. 天線單元印制在FR4介質(zhì)板上，相對介電常數(shù)為4.4，損耗角正切為0.02，長度L=50 mm，寬度W=26 mm，介質(zhì)板厚度為h=0.8 mm. 介質(zhì)基板底層金屬是天線的接地板，長度與介質(zhì)板的長度相同，寬度為w0=12 mm. 天線輻射單元部分是由單極子天線彎折連接而成的平面倒F天線，并且通過在低頻諧振枝節(jié)電流分布最小的地方增加一個短的諧振枝節(jié)，從而改變了電流的路徑，產(chǎn)生一個新的諧振，實現(xiàn)雙頻工作. 頂層金屬為倒L型微帶線，通過耦合饋電的方式為輻射單元饋電. 為了實現(xiàn)多輸入多輸出MIMO通信，兩個天線單元沿水平方向?qū)ΨQ分布，形成雙天線布局，兩個單元天線端口之間的距離為22.5 mm.

MIMO天線的解耦結(jié)構(gòu)是在對稱軸位置的接地板上延伸一個T型枝節(jié)，其豎直微帶線長度為w11，寬度為1 mm，并在天線接地板的中間部分蝕刻兩個矩形縫隙，長度為l10，寬度為w10，以天線中心為軸對稱放置； 在天線的接地板的左右兩側(cè)也開兩個對稱的小縫隙，長度為l9，寬度為w9，因為可以減少電流在接地板上的分布，所以對阻抗匹配和天線單元之間的解耦也有影響，豎直長度略高于天線為15 mm，寬度為1 mm，此時只能改善高頻段的隔離. 為了進一步改善低頻段的隔離，在T型枝節(jié)上面又增加了一個水平枝節(jié)，將枝節(jié)的兩側(cè)均進行了彎折處理，水平方向的較長枝節(jié)為19 mm，兩邊均略微向下彎折1 mm，較短的枝節(jié)為14 mm，兩邊也略微向下彎折1 mm，增加的彎折部分可以增加天線高頻的帶寬以及改善隔離度，添加T型解耦單元的具體尺寸如表1 所示.

圖1 加載T型枝節(jié)的MIMO天線結(jié)構(gòu)

表1 天線各部分的尺寸

2 天線的解耦以及仿真分析

圖2 給出了有T型枝節(jié)和沒有T型枝節(jié)時天線仿真的S參數(shù).

圖2 有無T型枝節(jié)時天線的S參數(shù)Fig.2 S-parameters with or without T-shaped branches

這兩種情況下天線的S11沒有變化，而引入T型枝節(jié)后2.45 GHz時的隔離可達30.1 dB，較沒有T型枝節(jié)時的隔離增加了12.1 dB； 5.2 GHz時隔離可達29.9 dB，比沒有T型枝節(jié)時的隔離增加了10.9 dB. 為了更好地說明T型枝節(jié)工作的原理，給出了天線分別工作在2.45 GHz和5.2 GHz時，添加T型枝節(jié)和沒有T型枝節(jié)的電流表面分布圖，如圖3 所示.

(a) 2.45 GHz，有T型枝節(jié)的電流圖

(b) 2.45 GHz，無T型枝節(jié)的電流圖

(c) 5.2 GHz，有T型枝節(jié)的電流圖

(d) 5.2 GHz，無T型枝節(jié)的電流圖圖3 MIMO天線的表面電流分布Fig.3 Surface current distribution of MIMO antenna

此時，線的左端口設置成激勵的端口，右端口為匹配端口. 由于天線具有對稱性，右端口設置成激勵的端口，左端口為匹配端口時的電流分布與圖3相似. 由圖3可知，當引入T型枝節(jié)和天線接地板縫隙的去耦結(jié)構(gòu)后，在左端天線被激勵時，右端未被激勵的天線單元不受左端天線單元的影響，幾乎沒有電流分布，原本流向右端天線單元的電流此時都集中在了新增加的T型枝節(jié)上，而右邊端口上幾乎沒有電流分布，所以降低了天線單元之間的相互干擾，改善了天線端口間的隔離.

研究T型枝節(jié)的參數(shù)對天線耦合的影響情況，如圖4 所示.

圖4 增加枝節(jié)的個數(shù)對S21的影響Fig.4 The effect of increasing the number of branches on S21

分別研究了一個T型枝節(jié)的天線1，其上再增加一個枝節(jié)的天線2，以及將枝節(jié)兩側(cè)都彎折1 mm 的天線3的S21參數(shù). 從圖4 可以看出，天線1的高頻段隔離得到明顯提高，在5.2 GHz時，可以達到30 dB，但是低頻段的隔離惡化到了12 dB； 天線2的高頻段隔離可以降到38 dB，低頻段的隔離也有所下降，但是所需帶寬范圍內(nèi)的隔離仍需提高； 天線3的隔離在4.9 GHz時可以達到58 dB，同時低頻段的隔離也可以在帶寬范圍內(nèi)達到25 dB，綜上所述，添加T型枝節(jié)實現(xiàn)了兩個天線單元之間的解耦.

3 天線測量結(jié)果

天線結(jié)構(gòu)的加工實物如圖5 所示，天線的S參數(shù)通過 Agilent N5235A 矢量網(wǎng)絡分析儀測量得出. 從圖6 中仿真的S參數(shù)曲線可以看到，所設計天線的工作頻率在2.45 GHz和5.2 GHz，當天線的反射系數(shù)S11=-10 dB時，低頻段的仿真頻率范圍為 2.27 GHz～2.49 GHz，帶寬為220 MHz，當工作在2.45 GHz時，S21可以達到-33.5 dB，在整個頻段范圍內(nèi)S21低于-25 dB，實現(xiàn)了兩端口之間較高的隔離. 高頻段的仿真小于-10 dB的頻率范圍為4.49 GHz～6 GHz，帶寬為1.51 GHz，S21最低為-39.2 dB，在整個頻段范圍內(nèi)S21低于-23.1 dB. 高頻段也實現(xiàn)了較高的隔離. 從圖6 中的實測曲線可以看出它的諧振頻率為2.3 GHz和5.2 GHz，測試帶寬為 2.27 GHz～2.47 GHz和4.86 GHz ～6.81 GHz. 比起仿真的諧振頻率有點向左偏移，低頻的帶寬變窄，高頻的帶寬變寬，依然包含了所需要的帶寬，帶寬范圍吻合良好. 但是從參數(shù)曲線可以看到，所設計天線的兩端口之間的隔離度的實際測量結(jié)果同仿真結(jié)果大致吻合，誤差不大，在整個低頻段隔離度高達27.5 dB，高頻段范圍內(nèi)達到40 dB，這個誤差在可接受范圍內(nèi)，可能是SMA接頭和傳輸線的損耗或者測試環(huán)境引起的.

(a) 天線正面圖(b) 天線背面圖圖5 MIMO天線的加工實物圖Fig.5 The physical picture of MIMO antenna processing

圖6 添加T型枝節(jié)的的仿真和測量S參數(shù)Fig.6 Simulation and measurement of S-parameters withT-shaped branches added

圖7 是T型枝節(jié)解耦的MIMO天線分別在2.45 GHz和5.2 GHz時的輻射方向圖，符合單極子天線的輻射性能，天線在E面方向圖近似為“8”字形，H面的主極化基本為圓形，呈現(xiàn)全向輻射特性，所設計的天線具有良好的穩(wěn)定性. ECC是衡量MIMO天線分集性能的關(guān)鍵參數(shù)，MIMO天線的ECC可以由如下公式計算

ρe=

圖8 給出了天線的ECC，在2.45 GHz時，ECC為0.15； 在5.2 GHz時，ECC為0.12，整個頻段范圍內(nèi)遠小于MIMO系統(tǒng)所要求的0.2，說明兩個天線的互相關(guān)性較低，滿足天線系統(tǒng)的良好性能.

(a) 2.45 GHz H-plane(b) 2.45 GHz E-plane

(c) 5.2 GHz H-plane(d) 5.2 GHz E-plane圖7 T型枝節(jié)解耦的MIMO天線輻射方向圖Fig.7 Radiation pattern of MIMO antenna with T-shaped branch decoupling

圖8 包絡相關(guān)系數(shù)Fig.8 Envelope correlation coefficient

表2 給出了本文所提出的天線結(jié)構(gòu)與其他天線性能的比較，可以看出本文所設計的天線具有較高的隔離度，較小的尺寸.

表2 天線性能的比較

4 結(jié) 論

本文設計了雙頻帶MIMO天線. 天線單元采用印刷單極天線的形式，兩個工作頻段分別覆蓋WLAN頻率2.45 GHz/5.2 GHz/5.8 GHz. 低頻諧振單元為倒F天線，通過增加短截線，用以產(chǎn)生高頻諧振，實現(xiàn)雙頻工作. 通過將天線對稱放置形成二單元MIMO天線，采用在兩個天線單元之間添加T型枝節(jié)的方法進行解耦，所設計的天線隔離度均高于25 dB，可實現(xiàn)穩(wěn)定的全向輻射性能. 且天線的測試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合良好.