熊 韜,廖世文

(廣州海格通信集團股份有限公司，廣州 510663)

0 引 言

低軌衛(wèi)星通信系統(tǒng)憑借其運行軌道低、傳輸時延短、覆蓋范圍廣及組網(wǎng)靈活等優(yōu)勢，可以在任意時間、任意地點和用戶對接，讓全球的用戶享受全方位的通信服務(wù)[1]。正是由于上述優(yōu)點，20世紀90年代末，以銥星系統(tǒng)為代表的低軌衛(wèi)星通信迎來了發(fā)展熱潮。但是限于當時衛(wèi)星的制造、發(fā)射和運營成本高昂，同時地面基站的快速、低成本建設(shè)使得絕大多數(shù)場景對低軌通信的需求并不是十分迫切，因此在21世紀初低軌衛(wèi)星通信遇到了發(fā)展瓶頸。近年來，隨著低軌衛(wèi)星通信成本的顯著下降，以及地面高帶寬、低時延的第五代移動通信(5G)技術(shù)的逐步商業(yè)化，一個以地面5G為基礎(chǔ)、低軌寬帶通信為重要支撐的空地一體化通信的研究正在成為行業(yè)熱點。

正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技術(shù)由于其寬帶傳輸性能卓越而被5G所采納，但是由于衛(wèi)星通信場景中發(fā)射功率受限的問題很突出，直接使用OFDM體制會造成發(fā)射信號的峰均比過高，使得功率受限的低軌寬帶通信系統(tǒng)很容易進入功放非線性區(qū)域，從而導(dǎo)致嚴重的帶內(nèi)非線性失真。而與OFDM體制具有良好兼容的離散傅里葉變換擴頻正交頻分復(fù)用(Discrete Fourier Transform Spread Spectrum Orthogonal Frequency Division Multiplexing,DFT-s-OFDM)體制在能傳輸高速率數(shù)據(jù)的同時具有低峰均比特性，因此可作為較為理想的低軌寬帶的傳輸體制。

1 DFT-s-OFDM體制

OFDM的調(diào)制過程可以使用快速傅里葉逆變換(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)方法來實現(xiàn)：

(1)

式中：Xi為OFDM調(diào)制之前的符號，N為IFFT的個數(shù)。DFT-s-OFDM 技術(shù)是在OFDM的IFFT調(diào)制之前對信號使用DFT獲得頻域信號，然后插入零符號進行擴頻，擴頻信號再通過IFFT 轉(zhuǎn)換為時域信息，因此DFT-s-OFDM本質(zhì)上也是一種寬帶技術(shù)。圖1所示為DFT-s-OFDM發(fā)送流程。

圖1 DFT-s-OFDM發(fā)送流程

由于DFT-s-OFDM通過一個傅里葉和反傅里葉變換對，IFFT變換后的輸出為輸入符號的加權(quán)疊加，使得DFT-s-OFDM傳輸體制具有單載波獨有的低峰均比(Peak-to-Average Power Ratio,PAPR)特性，此特性正好可以應(yīng)對衛(wèi)星通信過程中發(fā)射功率受限的場景約束。DFT-s-OFDM體制的低PAPR性決定了其在衛(wèi)星通信的寬帶業(yè)務(wù)上有著很好的應(yīng)用前景。

圖2是16正交幅度調(diào)制方式(16 Quadrature Amplitude Modulation,16QAM)下DFT-s-OFDM與OFDM的信號能量概率密度函數(shù)(Probability Density Function,PDF)分布圖及累積分布函數(shù)(Cumulative Distribution Function,CDF)分布圖的仿真結(jié)果，可以看出DFT-s-OFDM的峰均比值明顯小于OFDM的峰均比值。在CDF圖中，若以信號能量分布小于10-6為標準比較DFT-s-OFDM和OFDM的峰均比，可以看出信號能量分布為10-6時，DFT-s-OFDM對應(yīng)的峰均比值為2.73 dB，而OFDMA對應(yīng)的峰均比值為3.73 dB。因此，OFDM的PAPR比DFT-s-OFDM的PAPR高2.7 dB，這說明DFT-s-OFDM相比OFDM具有更低的PAPR。

(a)PDF分布圖

2 低軌衛(wèi)星與接收機相對運動對寬帶波形產(chǎn)生的影響

寬帶信號的波形結(jié)構(gòu)會隨著低軌衛(wèi)星和接收機之間距離的變化出現(xiàn)兩個維度的影響：一個是相對運動產(chǎn)生的多普勒頻移，另一個是DFT塊的采樣偏差。

如圖3所示，假設(shè)衛(wèi)星所在軌道與地球質(zhì)心的距離為Re，接收機與通信衛(wèi)星之間的距離為Rp，地球的半徑為R0，衛(wèi)星速度是vs，載波頻率為fs，信號帶寬為fd。

圖3 多普勒偏移示意圖

接收機位于P點，通信衛(wèi)星位于S點，兩點相對于地心的夾角為α,

(2)

因此，接收機與通信衛(wèi)星之間的距離為

(3)

由

(4)

得到

β=arcsin(sinαR0/Rp)。

(5)

因而，電磁波到達方向與衛(wèi)星移動速度方向之間的夾角為

(6)

可知，多普勒頻偏為

(7)

式中：fs為載波頻率，衛(wèi)星速度是vs,c為光速。所以多普勒頻移的變化率為

(8)

接收機與衛(wèi)星之間的距離為

(9)

接收機和通信衛(wèi)星之間的距離變化率為

(10)

同時，在接收機收到DFT-s-OFDM信號時，接收機與發(fā)射機之間的距離變化會產(chǎn)生一定的采樣偏差,所以每個DFT塊的最大采樣偏差為

(11)

式中:φ=1/fd為每個碼片所占用的時間，γ=fd/n0為一個DFT信號所占用的碼片長度。

對上述推導(dǎo)進行數(shù)值仿真。仿真過程中，假定低軌衛(wèi)星的運行速度為7.28 km/s,仿真中用時間代替衛(wèi)星的實際位置，討論頻偏、頻偏變化率、每個DFT塊的最大采樣偏差與衛(wèi)星位置之間的相關(guān)變化曲線。

如圖4所示，低軌衛(wèi)星在運行過程中產(chǎn)生的頻偏最高接近400 kHz，這么大的多普勒頻偏通過頻偏估計算法來補償是不現(xiàn)實的，即信號在接收前需要進行預(yù)補償。目前成熟的預(yù)補償方式是通過衛(wèi)星星歷推算衛(wèi)星的位置及接收機的位置信息推算大致的多普勒偏。這其中運算最復(fù)雜的是星歷解算，一般的做法是通過衛(wèi)星廣播或者是網(wǎng)絡(luò)定時(通常一天更新一次)傳遞參數(shù)給低軌終端或者低軌信關(guān)站并由其自行解算。目前國內(nèi)“北斗”導(dǎo)航終端模塊普遍采用這種方式且實時性都很好，并不十分耗資源。這種方式可以把多普勒頻偏殘差降至10 kHz以下。

圖4 多普勒頻偏隨衛(wèi)星位置變化的曲線

圖5的仿真結(jié)果表明，在設(shè)定足夠長的時間(如圖中7.5 min)下一個OFDM塊會偏差0.02個碼片，因此在循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)的長度設(shè)計上必須大于該值。

圖5 每個DFT塊最大采樣偏差變化曲線

3 低軌寬帶傳輸波形設(shè)計

根據(jù)衛(wèi)星信道的快速時變特性，低軌寬帶信號可由同步信道和數(shù)據(jù)信道組成。同步信道用于衛(wèi)星信號的快速捕獲和失步后的快速同步；數(shù)據(jù)信道不僅用于數(shù)傳，同時維護信道的同步和快速跟蹤。這里數(shù)據(jù)信道代表一個數(shù)據(jù)時隙，每個時隙由4個DFT-s-OFDM塊組成。每個同步信道后跟隨3個數(shù)據(jù)時隙，如圖6所示。

圖6 低軌物理幀結(jié)構(gòu)圖

由于接收到的信號存在多普勒頻偏殘差，數(shù)據(jù)信道的數(shù)據(jù)子載波映射的過程中需要插入導(dǎo)頻。圖7給出了在發(fā)送端插入導(dǎo)頻的示意圖。

圖7 導(dǎo)頻插入示意圖

為應(yīng)對不同傳輸速率的需求，本文設(shè)計了多檔速率波形，具體參數(shù)見表1。

表1 各檔速率參數(shù)

各檔波形的仿真性能如圖8所示，表明各檔波形在多普勒頻偏小于等于10 kHz的情況下均有較好的表現(xiàn)性能，低速率檔下波形的抗頻偏能力更強。由上一節(jié)的分析可知，低軌衛(wèi)星在實際的運行過程中可以產(chǎn)生近400 kHz的頻偏，但是通過星歷補償大部分頻偏后，殘留頻偏值是小于10 kHz的，而上述仿真表明本文所設(shè)計的各檔波形在頻偏10 kHz時的解調(diào)性能下降1 dB左右，對實際使用影響不大。

(a)波形1

4 結(jié) 論

本文研究了低軌場景下的寬帶傳輸方法。該方法利用DFT-s-OFDM體制所設(shè)計的傳輸波形可以使得傳輸帶寬優(yōu)于200 MHz,并且通過不同的調(diào)制編碼組合實現(xiàn)265 Mb/s、400 Mb/s和600 Mb/s的多檔傳輸速率，仿真結(jié)果表明在利用星歷及接收機位置信息去除大部分多普勒頻偏后，本文所提方法具有良好的實用性能。