史會(huì)英，鮑嘉明

（北方工業(yè)大學(xué)信息學(xué)院，北京 100144）

進(jìn)入21 世紀(jì)以來，我國經(jīng)濟(jì)跟隨全球化的腳步快速進(jìn)步和發(fā)展，國內(nèi)人口結(jié)構(gòu)老齡化，在醫(yī)療體系中，傳統(tǒng)的人體檢測(cè)儀體積較大且連線較多，難以隨身攜帶，給我們的日常生活造成很大的不便[1]。體域網(wǎng)是一種能夠依附在人體的分布式網(wǎng)絡(luò)，各類小巧輕便，移動(dòng)便利的個(gè)人可穿戴設(shè)備的使用者可以將其作為個(gè)人信息感知節(jié)點(diǎn)，并實(shí)時(shí)傳輸數(shù)據(jù)和信息[2-3]。無線體域網(wǎng)是個(gè)人健康信息采集與傳輸?shù)闹匾夹g(shù)手段之一[4]，隨著智能醫(yī)療[5]的產(chǎn)生，人們開始將無線體域網(wǎng)應(yīng)用到醫(yī)療系統(tǒng)中[6-7]。無線通信技術(shù)作為無線體域網(wǎng)在醫(yī)療領(lǐng)域應(yīng)用的技術(shù)支撐，對(duì)于促進(jìn)經(jīng)濟(jì)發(fā)展和社會(huì)進(jìn)步具有重要的現(xiàn)實(shí)意義[8]。隨著應(yīng)用于無線體域網(wǎng)設(shè)備的大量使用，人與機(jī)器之間的各類信息交互成指數(shù)增長，大量數(shù)據(jù)的采集和傳輸需求對(duì)于信息采集和傳遞的實(shí)時(shí)性，準(zhǔn)確性要求越來越高[9-11]。

在設(shè)計(jì)無線醫(yī)療設(shè)備時(shí)，必須注意以下問題：這些設(shè)備的位置非?？拷梭w，因此必須降低射頻輻射功率以減少對(duì)人體傷害[12]；為了避免頻繁更換電池給使用者帶來的不便，在設(shè)計(jì)收發(fā)機(jī)時(shí)需要實(shí)現(xiàn)低工作電壓和低功耗[13]。隨著設(shè)備功能越來越強(qiáng)大，接收信息的接收機(jī)向著超寬帶、高頻高速、低功率和高集成化方向發(fā)展[14-15]。基于頻率調(diào)制及解調(diào)的收發(fā)機(jī)電路廣泛應(yīng)用于低功耗醫(yī)療系統(tǒng)。

1 幾類射頻鑒頻接收機(jī)原理

對(duì)于射頻收發(fā)系統(tǒng)來說，常用的鑒頻方式主要分為兩種：相位鑒頻與斜率鑒頻。已有的射頻鑒頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖1 所示，主要包括：（a）基于延時(shí)相乘的相位鑒頻接收機(jī)；（b）基于單帶通濾波器的斜率鑒頻接收機(jī)；（c）基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻接收機(jī)。

圖1 各類射頻鑒頻接收機(jī)原理圖

相位鑒頻的主要類型是延時(shí)相乘型，其原理如圖1（a）所示，利用延遲線將射頻調(diào)頻信號(hào)延時(shí)，調(diào)頻信號(hào)的相位變化量與調(diào)頻波的頻率變化呈線性關(guān)系，可以得到射頻的調(diào)相—調(diào)頻波，隨后將該信號(hào)與原波形均輸入由乘法器和低通濾波器構(gòu)成鑒相器就可以解調(diào)出對(duì)應(yīng)的調(diào)制信號(hào)。

假設(shè)發(fā)射端的子載波為正弦信號(hào)Vm(t)，經(jīng)過VCO調(diào)制后得到超寬帶調(diào)頻信號(hào)VFM(t)，如式（1）。其中，βRF為超寬帶調(diào)頻信號(hào)的射頻調(diào)制因子，ωc和ωm分別為子載波與常包絡(luò)射頻調(diào)頻信號(hào)的中心角頻率。

VFM(t)經(jīng)過延時(shí)，并取τ（τ為四分之一射頻載頻周期的奇數(shù)倍）后；得到調(diào)相信號(hào)VPM(t)如式（2）：

將調(diào)相信號(hào)和原信號(hào)相乘后，當(dāng)延時(shí)遠(yuǎn)小于子載波周期時(shí)，簡化得到式（3）：

當(dāng)子載波幅度很小時(shí)，鑒頻器解調(diào)得到了子載波信號(hào)，如式（4）所示。

即使子載波的幅度很大，相位鑒頻器解調(diào)得到的是子載波的頻率而不是子載波本身，但對(duì)于接收機(jī)系統(tǒng)中后續(xù)的子載波解調(diào)部分沒有太大的影響。

斜率鑒頻電路如圖1（b）所示，其基本原理是利用LC 諧振腔即帶通濾波器的頻譜曲線性邊帶將射頻調(diào)頻信號(hào)轉(zhuǎn)化提取至信號(hào)包絡(luò)中，使得常包絡(luò)調(diào)頻信號(hào)轉(zhuǎn)化為調(diào)幅—調(diào)頻波，再利用包絡(luò)檢波器將調(diào)幅—調(diào)頻波中的包絡(luò)信息提取出來。

相位鑒頻器可以通過級(jí)聯(lián)全通濾波器（APF）和帶通濾波器（BPF），將調(diào)頻信號(hào)轉(zhuǎn)化為調(diào)相信號(hào)，并將延時(shí)相乘，得到低頻的解調(diào)信號(hào)，也可以采用差分雙極型晶體管（BJT）與電容構(gòu)成的近似微分器電路來實(shí)現(xiàn)90°相移，并結(jié)合吉爾伯特乘法器完成鑒頻功能。對(duì)于相位鑒頻器來說，雖然具有非常好的噪聲特性，但是延遲線模塊的精度要求過高，導(dǎo)致接收機(jī)電路復(fù)雜度升高；而斜率鑒頻器利用LC 諧振腔邊帶改變信號(hào)包絡(luò)的方法則能夠?qū)崿F(xiàn)更低的功耗。

斜率鑒頻器能夠?qū)⑸漕l調(diào)頻波解調(diào)為中頻信號(hào)，傳統(tǒng)的基于單帶通濾波器的斜率鑒頻器，電路功耗低，但是LC 諧振電路的幅頻曲線邊帶的線性度很差。幅頻曲線越彎曲，得到的中頻信號(hào)的非線性失真就越大，導(dǎo)致傳輸?shù)男盘?hào)質(zhì)量嚴(yán)重下降。

針對(duì)基于單帶通濾波器的斜率鑒頻器非線性失真過大的缺陷，文獻(xiàn)[16]采用了基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻器來改善線性度；缺點(diǎn)是在處理中頻信號(hào)時(shí)，減法器模塊的失調(diào)電壓對(duì)鑒頻靈敏度影響很大。

基于以上各類射頻鑒頻器的優(yōu)缺點(diǎn)，該文為無線通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)了一款功耗為1 mW 的高線性低失調(diào)射頻鑒頻器，通過采用斜率鑒頻的方法，實(shí)現(xiàn)低功耗鑒頻功能；采用差分電路進(jìn)行射頻鑒頻，從而提升了鑒頻器的線性度；添加兩路中頻放大器并降低減法器增益來降低失調(diào)電壓對(duì)鑒頻靈敏度的影響。

2 鑒頻器整體結(jié)構(gòu)及解調(diào)原理

設(shè)計(jì)的鑒頻器整體結(jié)構(gòu)如圖2 所示，整個(gè)電路大致可分為4 個(gè)部分：帶通濾波器、包絡(luò)檢波器、中頻放大器以及減法器。

圖2 基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻原理圖

接收機(jī)從天線接收射頻信號(hào)之后，采用具有單端輸入、雙端輸出低噪聲放大器，將射頻信號(hào)進(jìn)行預(yù)放大，得到差分低噪聲的射頻信號(hào)RF+和RF-，隨后將差分信號(hào)輸入基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻器進(jìn)行解調(diào)處理。射頻調(diào)頻信號(hào)經(jīng)過帶通濾波器的選頻處理，將包含在射頻載波頻率中的FM 信息轉(zhuǎn)化到幅度中，得到調(diào)頻-調(diào)幅信號(hào)；包絡(luò)檢波器的作用是將射頻載波信號(hào)濾除，從調(diào)幅波（AM）中得到差分中頻解調(diào)利用帶通濾波器解調(diào)射頻FM 信號(hào)原理如圖3所示，兩個(gè)中心斜率對(duì)稱失諧的帶通濾波器的幅頻特性曲線K1(ω)和K2(ω)將調(diào)制好的射頻信號(hào)的頻率信息映射為輸出信號(hào)的電壓幅度，并由包絡(luò)檢波器濾除射頻成分并完成AM 波的包絡(luò)解調(diào)，這樣就可以避免直接處理難度較大的調(diào)頻信號(hào)，轉(zhuǎn)為更容易處理的調(diào)幅信號(hào)。

圖3 調(diào)頻信號(hào)斜率鑒頻原理

3 鑒頻器具體電路實(shí)現(xiàn)

該設(shè)計(jì)采用了基于雙帶通濾波器的電路結(jié)構(gòu)，具體的電路如圖4 所示。帶通濾波器的選頻網(wǎng)絡(luò)為兩個(gè)LC 諧振腔，分別由L1、C1和L2、C2構(gòu)成。

圖4 設(shè)計(jì)的鑒頻器電路

常包絡(luò)射頻調(diào)頻信號(hào)輸入帶通濾波器后，分別利用兩個(gè)LC 諧振腔的幅頻曲線的上升邊帶和下降邊帶，得到幅度與頻率呈現(xiàn)正比例和反比例關(guān)系的調(diào)幅-調(diào)頻信號(hào)，調(diào)整L和C的取值將射頻信號(hào)的中心頻率落入兩諧振腔的上、下邊帶中心對(duì)應(yīng)的頻率處，并使得上、下邊帶線性邊帶部分能夠覆蓋信號(hào)帶寬頻率范圍，可以將蘊(yùn)含在調(diào)頻波中的信號(hào)對(duì)應(yīng)地轉(zhuǎn)換到射頻信號(hào)的包絡(luò)中。

電路中的兩個(gè)諧振腔的中心頻率分別為3.7 GHz和4.3 GHz，線性邊帶范圍大于600 MHz，能夠解調(diào)出以4 GHz 為中心、600 MHz 調(diào)頻范圍內(nèi)的射頻調(diào)頻信號(hào)。

調(diào)幅-調(diào)頻信號(hào)通過由源極跟隨器（M1、M2）和電容（C3、C4）構(gòu)成的包絡(luò)檢波器[7]，濾除信號(hào)中的高頻載波成分，得到兩路輕微失真的中頻解調(diào)信號(hào)，并由共柵放大器（M3、M4）將信號(hào)放大，將信號(hào)送入中頻放大器。源極跟隨器與共柵放大器為電流復(fù)用結(jié)構(gòu)，降低了包絡(luò)檢波器的功耗。

信號(hào)由包絡(luò)檢波器輸送至中頻放大器進(jìn)行放大，其增益約為60 dB，由結(jié)構(gòu)相同的兩級(jí)自偏置推挽放大器構(gòu)成，隨后將信號(hào)送入增益為30 dB 的減法器（即單級(jí)跨導(dǎo)放大器），處理差分信號(hào)，最終得到一路高線性的中頻解調(diào)信號(hào)。

4 版圖及仿真結(jié)果

設(shè)計(jì)的斜率鑒頻器電路采用的工藝為65 nm CMOS 工藝。鑒頻器電路的供電電壓為1 V，功耗為1 mW。鑒頻器整體版圖布局如圖5 所示，版圖總面積為0.464 mm×0.545 mm。

圖5 鑒頻器版圖

以模擬三角波調(diào)制的射頻調(diào)頻信號(hào)為例，設(shè)計(jì)的基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻器的輸出信號(hào)如圖6 所示，圖中的調(diào)制信號(hào)通過控制理想壓控振蕩器，輸出0.1 m 的常包絡(luò)射頻調(diào)頻信號(hào)，曲線Vout+和Vout-分別為兩路包絡(luò)檢波器的輸出波形，Vout為完成差轉(zhuǎn)單后的輸出波形。從圖中可以看出，與失真明顯的單斜率鑒頻器相比，雙斜率鑒頻器輸出具有更好的線性度。

圖6 射頻鑒頻器的時(shí)域波形

圖7 為失調(diào)電壓對(duì)于未添加中頻放大器和添加中頻放大器的斜率鑒頻器的輸出失調(diào)對(duì)比曲線。圖7(a)為未添加中頻放大器的斜率鑒頻器的輸出失調(diào)對(duì)比曲線，在產(chǎn)生160 mV 的輸出失調(diào)電壓時(shí)，對(duì)應(yīng)的輸入失調(diào)電壓為0.01 mV；圖7(b)為添加中頻放大器后的斜率鑒頻器的輸出失調(diào)對(duì)比曲線，輸入失調(diào)電壓為0.01 mV 時(shí)產(chǎn)生的輸出失調(diào)電壓極小。在相同輸入失調(diào)電壓的情況下，圖7(a)中的輸出失調(diào)電壓遠(yuǎn)低于圖7(b)中的輸出失調(diào)電壓，因此與未添加中頻放大器的斜率鑒頻器相比，添加中頻放大器后的斜率鑒頻器具有更好的抗失調(diào)能力。

圖7 兩種斜率鑒頻器的輸出失調(diào)對(duì)比曲線

5 結(jié)論

該文采用65 nm CMOS 工藝，通過引入兩路單端中頻放大器，設(shè)計(jì)了一款基于雙帶通濾波器的斜率鑒頻器，供電電壓為1 V，功耗為1 mW，成功將幅度為0.1 mV 的射頻調(diào)頻信號(hào)解調(diào)為中頻三角波，取得了-70 dBm 的靈敏度。通過對(duì)比射頻接收系統(tǒng)的兩類鑒頻器，可以得出在功耗指標(biāo)上，斜率鑒頻器要小于在發(fā)射端與接收端需要進(jìn)行射頻載波同步的相位鑒頻器；對(duì)于斜率鑒頻器，基于雙帶通濾波器的結(jié)構(gòu)相比于傳統(tǒng)的基于單帶通濾波器的結(jié)構(gòu)擁有更理想的線性度；而采用了中頻放大器的結(jié)構(gòu)則更好地避免減法器輸入失調(diào)電壓對(duì)鑒頻靈敏度造成的不良影響。