張 博，李虎斌

(西安郵電大學(xué)電子工程學(xué)院，陜西西安 710121)

隨著通信技術(shù)的不斷發(fā)展，頻譜資源的利用愈加擁擠，為了能夠高效地利用頻譜資源，社會各界都在努力尋找新的解決辦法，例如，跳頻、擴頻、動態(tài)頻率分配等技術(shù)被廣泛地采用，但是這些技術(shù)又存在眾多弊端，干擾非常嚴重，終端設(shè)備不僅僅需要支持更加繁瑣的通信制式，更要根據(jù)需求選擇更加合適的頻段[1-3]。電調(diào)濾波器能夠很好地解決這一問題，電調(diào)濾波器能快速地跟蹤頻率變化，使得調(diào)諧信號快速通過，并且抑制掉不需要的信號，其具有調(diào)諧速度快、相對帶寬窄、調(diào)諧范圍較寬等優(yōu)點。但是，目前現(xiàn)有的電調(diào)濾波器存在抑制度不夠高、結(jié)構(gòu)上采用單一的電感耦合結(jié)構(gòu)等缺點，無法滿足更高的遠端抑制要求。

因此，本文所設(shè)計的LC 電調(diào)濾波器，是在傳統(tǒng)電調(diào)濾波器結(jié)構(gòu)上，根據(jù)混合電磁耦合傳輸零點產(chǎn)生的機理，進行結(jié)構(gòu)上的調(diào)整，最終在帶通濾波器的左右兩端引入傳輸零點，使得電調(diào)濾波器在抑制性能上有了很大的改善。在低頻范圍內(nèi)采用LC 電調(diào)濾波器可以在體積和插損上有很大的優(yōu)勢，因此，本文根據(jù)變形后的結(jié)構(gòu)設(shè)計出30～512 MHz 電調(diào)濾波器，性能上具有低插損、帶外抑制高、調(diào)諧速度快等優(yōu)點。

1 LC 電調(diào)濾波器設(shè)計

1.1 電調(diào)濾波器的設(shè)計指標(biāo)

本文提出的電調(diào)濾波器覆蓋頻率范圍為30～512 MHz，分為30～90 MHz，90～225 MHz，225～512 MHz 共三個頻段來實現(xiàn)電調(diào)濾波器的寬帶調(diào)頻，設(shè)計指標(biāo)如下:插入損耗(IL)≤1.5 dB；駐波比≤2 :1；1 dB 帶寬≥10%；帶外抑制(f0±15%)≥25 dBc，偏離2f0處衰減≥35 dBc。

1.2 混合電磁耦合傳輸零點

通過在電調(diào)濾波器諧振回路之間引入混合電磁耦合，可以在濾波器傳輸特性曲線中引入傳輸零點，從而提高濾波器的帶外抑制[4-6]。圖1 所示為混合電磁耦合結(jié)構(gòu)圖，相比于交叉耦合引入傳輸零點，電磁混合耦合更加適用于電調(diào)濾波器，電調(diào)濾波器一般在設(shè)計的過程當(dāng)中會涉及到帶寬問題，而通過電磁混合耦合能夠很好地把控耦合系數(shù)從而解決這一問題。交叉耦合需要多個諧振器共同作用才能引入傳輸零點，并且當(dāng)濾波器階數(shù)越高，濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)會變得越復(fù)雜[1]。

圖1 所示的混合電磁耦合結(jié)構(gòu)圖中，電耦合與磁耦合給1、2 兩個諧振器之間帶來兩條不同的能量傳輸路徑，這兩條路徑因在電磁波的傳輸過程當(dāng)中相位相反從而引入了傳輸零點[7-9]。當(dāng)耦合中的電耦合量和磁耦合量相當(dāng)時，耦合電抗M(ω)可以反映這兩種耦合，因此電耦合與磁耦合以電抗形式表示為式(1):

圖1 混合電磁耦合結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure diagram of hybrid electromagnetic coupling

式中:Lm和Cm分別表示耦合電感和耦合電容；ωm表示耦合諧振角頻率。由式(1) 可以看出ω=ωm=(LmCm)-1/2為M(ω)的零點。對于串聯(lián)諧振器的帶通濾波器，一般采用K阻抗變換器定義[4]，耦合系數(shù)K定義為式(2):

式中:KM和KE分別為由K阻抗變換器得到的磁耦合量和電耦合量；ω0為中心角頻率；L0為起始電感；Km和Kc分別為磁耦合系數(shù)和電耦合系數(shù)，且兩者均對傳輸零點的位置產(chǎn)生影響。磁耦合影響時，當(dāng)K＞0 時，Km＞Kc，磁耦合占主導(dǎo)，保持電耦合量Kc不變，減小磁耦合量Km，總耦合量K不斷減小，帶寬變窄，傳輸零點向高頻移動；當(dāng)K＜0 時，Km＜Kc，電耦合占主導(dǎo)，繼續(xù)保持電耦合量Kc不變，總耦合量K減小，傳輸零點將移至無窮遠處的頻率。電耦合影響時，當(dāng)K＞0時，Km＞Kc，磁耦合占主導(dǎo)地位，保持磁耦合Km不變，減小電耦合Kc，總耦合系數(shù)K增大，帶寬變寬，傳輸零點將移向零頻率點；當(dāng)K＜0 時，Km＜Kc，電耦合占主導(dǎo)，繼續(xù)保持磁耦合Km不變，減小電耦合Kc，總耦合系數(shù)K增大，帶寬變窄，傳輸零點向低頻移動。因此，適當(dāng)?shù)乜刂齐婑詈虾痛篷詈峡梢栽跒V波器兩端引入兩個傳輸零點。

1.3 新型耦合諧振電調(diào)濾波器設(shè)計

如圖2 所示為新型耦合諧振電調(diào)濾波器的原理圖，該電路中耦合單元采用電容電感混合耦合來實現(xiàn)傳輸零點的產(chǎn)生。

其中，通過調(diào)節(jié)C1和C2可以使濾波器在左右兩端各出現(xiàn)一個傳輸零點，電感耦合電路為L4、L5、L6組成的π 型結(jié)構(gòu)，相對于單個耦合電感而言，具有更多的可調(diào)節(jié)量和更小的耦合電感[10-11]。L1和L9實現(xiàn)濾波器左右兩端的阻抗匹配，左右兩端的變?nèi)荻O管對與L3、L7組成串聯(lián)諧振回路，通過調(diào)節(jié)Vtune可以實現(xiàn)濾波器中心頻率的偏移，電調(diào)濾波器調(diào)諧范圍取決于變?nèi)荻O管容值的變化范圍。R1和R2大小為20 kΩ，使得流過左右兩端諧振回路的電流為零，C3和C4為旁路電容，作為電源的濾波電容。圖2 電路結(jié)構(gòu)中，變?nèi)荻O管采用NXP 公司生產(chǎn)的BB173 和BB175，該管子低頻特性好，調(diào)諧范圍寬，有利于在設(shè)計中減少變?nèi)莨艿膶?shù)，從而減小濾波器體積大小，如表1 所示為BB173 具體性能指標(biāo)。電感元件采用Coilcraft 公司生產(chǎn)的空芯繞線電感，該電感在低頻范圍具有很高的Q值，電感體積相對較小，在實現(xiàn)濾波器低插損性能指標(biāo)中發(fā)揮重要作用，本文中主要采用的電感為Midi 系列電感，該電感具有Q值高、抗干擾能力強等優(yōu)點。

圖2 新型耦合諧振電調(diào)濾波器原理圖Fig.2 Schematic diagram of a new coupled resonant electrically modulated filter

表1 BB173 具體性能指標(biāo)Tab.1 BB173 specific performance indicators

根據(jù)圖2 所示電路結(jié)構(gòu)，運用ADS 軟件結(jié)合上述理論得到電調(diào)濾波器在30～90 MHz，90～225 MHz，225～512 MHz 的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖3 所示。圖3 仿真結(jié)果表明各段濾波器插入損耗(IL)小于1 dB，回波損耗(RL)大于12 dB，1 dB 帶寬大于等于10%，每一段電調(diào)濾波器的性能均可達到設(shè)計指標(biāo)，由仿真結(jié)果可以看出，三段電調(diào)濾波器均在通帶左右兩側(cè)產(chǎn)生零點，極大地改善了帶外抑制性能。通過調(diào)節(jié)C1、C2的容值大小可以改變?nèi)菪择詈舷禂?shù)，從而調(diào)節(jié)左右兩端傳輸零點的位置，增大C1，傳輸零點向高頻移動，帶寬變窄，反之亦然；增大C2，傳輸零點向低頻移動，帶寬變窄，反之亦然。

2 電路驗證與分析

2.1 實物制作

本文電調(diào)濾波器制作，板材選用FR4，介質(zhì)厚度0.8 mm，相對介電常數(shù)4.5，覆銅工藝走線，50 Ω 基板走線寬度為1.2 mm，如圖4 所示為其中一個頻段電調(diào)濾波器實物圖。

2.2 測試結(jié)果分析

使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent Technologies E5071B對三段電調(diào)濾波器進行測試，如圖5 所示為電調(diào)濾波器的測試結(jié)果。三段電調(diào)濾波器的測試結(jié)果中，每一段電調(diào)濾波器都是各取四個電壓點的S參數(shù)代表整個頻率范圍的調(diào)諧。測試結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致，驗證了電調(diào)濾波器在30～512 MHz 調(diào)諧范圍內(nèi)，插入損耗小于1.5 dB，回波損耗大于10 dB，在偏離中心頻率2f0處衰減達到35 dBc，相對帶寬大于10%，具有低插損、高選擇性等特點。將圖5 實測結(jié)果與圖3 仿真結(jié)果進行對比得出通帶內(nèi)插入損耗實測結(jié)果相比仿真結(jié)果惡化了0.8～1 dB，回波損耗相比于仿真結(jié)果惡化了2～3 dB，由于左右兩端傳輸零點的引入，使得濾波器兩端抑制更加陡峭，具有良好的帶外抑制特性。

圖3 電調(diào)濾波器仿真結(jié)果。(a-b) 30～90 MHz；(c-d) 90～225 MHz；(e-f) 225～512 MHzFig.3 Simulation results of electric modulation filter.(a-b) 30-90 MHz；(c-d) 90-225 MHz；(e-f) 225-512 MHz

圖4 電調(diào)濾波器實物圖Fig.4 The physical picture of the electrically modulated filter

圖5 測試結(jié)果與圖3 仿真結(jié)果對比可以看出，三個頻段電調(diào)濾波器均向低頻偏移，大約偏移10 MHz，性能相比仿真結(jié)果稍差。分析主要原因是介電常數(shù)波動、板材自身寄生參數(shù)、元件值大小偏差等因素引起的。

3 結(jié)論

本文所設(shè)計的LC 電調(diào)濾波器是在傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)上進行變換，通過混合電磁耦合原理，從而引入傳輸零點，改善了濾波器兩端的抑制性能，實現(xiàn)了30～512 MHz頻率范圍的調(diào)諧。通過實測驗證，三段電調(diào)濾波器通帶內(nèi)性能均可達到插入損耗小于1.5 dB，回波損耗大于10 dB，相對帶寬大于10%，并且?guī)饽軌驖M足很好的抑制要求。與現(xiàn)有的研究成果相比，該電調(diào)濾波器的研究，大大提高了電調(diào)濾波器的帶外抑制性能，并且減少了變?nèi)荻O管的對數(shù)，縮小了濾波器體積。該種電調(diào)濾波器的研究為無線電臺接收機前端預(yù)選模塊提供了更多的選擇性，具有很好的研究意義。

圖5 電調(diào)濾波器測試結(jié)果。(a) 30～90 MHz；(b) 90～225 MHz；(c) 225～512 MHzFig.5 Test results of electric modulation filter.(a)30-90 MHz；(b) 90-225 MHz；(c) 225-512 MHz