林國慶，張宙

(福州大學 福建省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室，福州 350116)

0 引 言

隨著石油、煤、天然氣等化石資源的日漸枯竭以及環(huán)境問題日益突出，以光伏、燃料電池、地熱等為代表的可再生能源的利用越來越受到關(guān)注[1-4]。但是這些可再生能源存在供電質(zhì)量差、受環(huán)境影響很大等缺陷，因此采用多種能源聯(lián)合供電的系統(tǒng)可以有效地提高供電系統(tǒng)的可靠性和電能質(zhì)量[5]。可再生能源的低電壓通常是18～56 V，不宜直接并網(wǎng)發(fā)電或者給負載供電，所以需要直流變換器將較低的電壓升到200～400 V或者更高的電壓等級[6-11]，空間站衛(wèi)星系統(tǒng)中通常需要把16～28 V的光伏電池電壓通過高增益直流變換器提升到100 V。因此，研究多輸入高增益直流變換器具有重要意義。

多輸入高增益直流變換器可以分為隔離型和非隔離型兩種。隔離型多輸入變換器可以通過增大變壓器的匝比提高電壓增益，輸入能量也可以靈活地分配，電路安全性較高，但是高的匝比會使得電路效率大大降低，還會使電路的體積和重量變大[12-15]。傳統(tǒng)的非隔離型多輸入變換器采用基本的BOOST電路在輸出端并聯(lián)，以實現(xiàn)多個能源獨立和分時供電，這種電路可靠性高、控制簡單，但是無法實現(xiàn)較高的電壓增益。

文獻[16]提出了一種無耦合電感非隔離多輸入直流變換器。在該電路中，每個輸入源對應(yīng)一個輸入模塊，并且隨著模塊數(shù)目增加，變換器電壓增益隨之升高，但是每個輸入模塊都使用了較多的電感、電容和開關(guān)管，各開關(guān)管也不共地，因此該變換器的成本較高，體積較大，設(shè)計較為不便。

文獻[17]所提變換器拓撲是基于二極管電容增壓單元，該變換器結(jié)構(gòu)與控制相對簡單，理論上輸入源數(shù)目可以無限增加并且各輸入源相互獨立，但是該拓撲電壓增益較低，要實現(xiàn)較高變壓比需要使用較多的增壓單元，而且輸入端串聯(lián)的二極管會使得電路的效率大大降低。

文獻[18]提出了一種集成的雙輸入直流變換器，該電路只使用了一個電感，因此電路體積和重量得到有效降低，但是所使用的3個開關(guān)管均不共地，與輸入源串聯(lián)的二極管增大了電路損耗，并且只有在輸入源1的電壓低于輸入源2的電壓時，電路才能正常工作，這些缺陷極大地限制了該變換器的應(yīng)用。

文獻[19-20]提出的雙輸入直流變換器均是基于BOOST拓撲，都采用二極管電容增壓單元實現(xiàn)高的電壓增益，控制簡單，開關(guān)管電壓應(yīng)力較低，但是2種變換器均無法在單路供電時正常工作。

針對以上問題，本文提出了一種基于開關(guān)電容增壓單元的雙輸入高增益直流變換器，通過引入開關(guān)電容電路，使兩路輸入源在單獨或同時供電時均可以實現(xiàn)高電壓增益，且具有電路簡單、開關(guān)器件電壓應(yīng)力低、供電靈活等優(yōu)點。

1 工作原理

本文提出的雙輸入高增益直流變換器拓撲如圖1所示。輸入電源Vi1、電感L1、開關(guān)管S1、二極管D1、D2和電容C1、C2構(gòu)成一個單輸入雙輸出的BOOST變換器，電感L1續(xù)流階段同時給電容C1、C2充電；輸入電源Vi2、電感L2、開關(guān)管S2、二極管D4和電容Co構(gòu)成另一個BOOST變換器，電感L2續(xù)流階段，電感與輸入電源Vi2、電容C1、C2串聯(lián)在一起給負載供電，從而獲得較高的電壓增益。

圖1 雙輸入高增益直流變換器

為了簡化分析過程，作出如下假設(shè)：

1)電感L1和L2足夠大，電感電流連續(xù)；

2)所有器件均為理想器件；

3)電容C1、C2、Co足夠大，其電壓Vc1、Vc2、Vo穩(wěn)態(tài)時保持恒定，且C1=C2。

根據(jù)輸入端電源連接方式不同，電路可以工作在3種供電模式。

1.1 電源Vi1、Vi2同時供電工作模式

電源Vi1、Vi2同時供電時，變換器主要工作波形如圖2所示。開關(guān)管S1、S2為交錯控制，且2個開關(guān)占空比Ds1、Ds2滿足Ds1+Ds2≥1，并且假設(shè)由Vi1供電的BOOST變換器增益足夠高，其輸出電壓始終大于Vi2，二極管D3處于截止狀態(tài)，在一個開關(guān)周期，變換器有4種工作模態(tài)，如圖3所示。

圖2 變換器主要工作波形

圖3 Vi1、Vi2同時供電開關(guān)狀態(tài)的等效電路

1)工作模態(tài)1[t0-t1]:t0時刻，開關(guān)管S2導通，S1繼續(xù)導通，Vi2通過開關(guān)管S2給電感L2充電，Vi1通過開關(guān)管S1繼續(xù)給電感L1充電，電感L1和L2的電流線性上升，4個二極管反向截止，輸出電容Co給負載供電。

2)工作模態(tài)2[t1-t2]:t1時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，S2導通，電感L1續(xù)流，其電流線性下降，此時續(xù)流路徑有2條：①電感電流經(jīng)過D2對電容C1充電；②電感電流經(jīng)過D1、S2對電容C2充電。Vi2繼續(xù)通過開關(guān)管S2給電感L2充電，電感L2電流繼續(xù)線性上升。二極管D3、D4承受反壓截止，輸出電容Co給負載供電。

3)工作模態(tài)3[t2-t3]:此時運行狀態(tài)跟模態(tài)1相同，不再重復分析。

4)工作模態(tài)4[t3-t4]:t3時刻，開關(guān)管S2斷開，S1繼續(xù)導通，電感L2與C1、C2、Vi2串聯(lián)，經(jīng)過S1和D4給輸出電容Co充電，同時向負載供電，電感L2電流線性下降。Vi1繼續(xù)通過開關(guān)管S1給電感L1充電，電感電流線性上升；二極管D2承受電容C1電壓而反向截止。

1.2 電源Vi1單獨供電工作模式

Vi1單獨供電時，開關(guān)管S2一直導通，開關(guān)管驅(qū)動波形如圖4所示，則一個開關(guān)周期內(nèi)變換器有2種工作模態(tài)，如圖5所示。

圖4 開關(guān)驅(qū)動波形

圖5 Vi1單獨供電時開關(guān)狀態(tài)的等效電路

1)工作模態(tài)1[t0-t1]:t0時刻，開關(guān)管S1、S2均導通，Vi1通過開關(guān)管S1給電感L1充電，電感電流線性上升，電容C1、C2串聯(lián)經(jīng)過S1、S2、D4給電容Co充電，同時給負載供電，二極管D2承受電容C1電壓而反向截止，D3承受電容C2電壓而反向截止。

2)工作模態(tài)2[t1-t2]:t1時刻，開關(guān)S1關(guān)斷，S2繼續(xù)開通，電感L1續(xù)流，電感電流線性下降，此時續(xù)流路徑有2條：①電感L1電流經(jīng)過D2對電容C1充電；②電感電流經(jīng)過D1、S2對電容C2充電。二極管D3、D4承受反壓截止，輸出電容Co給負載放電。

1.3 電源Vi2單獨供電工作模式

Vi2單獨供電時，開關(guān)管S1一直關(guān)斷，開關(guān)管驅(qū)動波形如圖6所示，一個開關(guān)周期內(nèi)變換器有2種工作模態(tài)，如圖7所示。

圖6 開關(guān)驅(qū)動波形

圖7 Vi2單獨供電時開關(guān)狀態(tài)的等效電路

1)工作模態(tài)1[t0-t1]:t0時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷、S2導通，Vi2通過開關(guān)管S2給電感L2充電，電感L2電流線性上升，同時輸入Vi2經(jīng)過D3、S2給電容C2充電，二極管D1、D2、D4承受反壓截止，輸出電容Co給負載放電。

2)工作模態(tài)2[t1-t2]:t1時刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，S1仍然關(guān)斷，電感L2續(xù)流，與Vi2、C2串聯(lián)通過D2、D4給輸出電容Co充電，同時給負載供電，二極管D1、D3承受反壓截止。

2 性能分析

2.1 增益分析

基于上述分析，可以進一步求得3種供電方式下變換器的電壓增益。

2.1.1 電源Vi1和Vi2同時供電情況

根據(jù)電感L1的伏秒平衡有：

(1)

可以得到：

(2)

(3)

根據(jù)電感L2的伏秒平衡有：

(4)

可以得到

(5)

假設(shè)兩路輸入電壓相同，占空比相同，即Vi1=Vi2、Ds1=Ds2=D，則增益表達式為

(6)

2.1.2 電源Vi1單獨供電情況

根據(jù)式(1)～式(3)可以得到此模式下輸出電壓為

(7)

增益為

(8)

2.1.3 電源Vi2單獨供電情況

對電感L2，根據(jù)伏秒平衡式有

(9)

穩(wěn)態(tài)下有Vc2=Vi2，可以得到輸出電壓

(10)

增益為

(11)

假設(shè)兩路輸入電壓相同，占空比相同，可以繪出本拓撲在雙輸入、單輸入情況下電壓增益曲線，如圖8所示?？梢钥闯?，在3種供電模式中，雙路供電時變換器電壓增益最高，Vi1單獨供電時電壓增益高于Vi2單獨供電時電壓增益。

圖8 電壓增益曲線

2.2 器件應(yīng)力分析

由以上的各個工作模態(tài)及理論分析，可以推到得到各個開關(guān)器件在不同供電模式下的電壓應(yīng)力。

2.2.1Vi1單獨供電

此模式下，開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力為電容C1上的電壓，開關(guān)管S2不承受電壓，即

(12)

二極管D1、D3的電壓應(yīng)力為電容C2上電壓，二極管D2的電壓應(yīng)力為電容C1上電壓，由于2個電容電壓相等，所以有：

(13)

2.2.2Vi2單獨供電

此模式下，開關(guān)管S2的最大電壓為輸出電壓減去電容C2上的電壓，開關(guān)管S1在此模式下不承受電壓，即

(14)

在二極管D4導通時，二極管D1承受最大電壓，即輸出電壓減去電容C1上的電壓，而電容C1上的電壓為零，所以D1電壓應(yīng)力為Vo；同理，二極管D3導通時，二極管D4承受最大電壓，二極管D2、D4導通時，二極管D3承受最大電壓；二極管D2在此模式下不承受反壓，具體應(yīng)力為

(15)

2.2.3Vi1和Vi2同時供電

在雙輸入模式下，開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力為電容C1上的電壓，開關(guān)管S2在電感L2續(xù)流時承受最大電壓，即輸出電壓減去電容C1、C2上的電壓，具體表達式為：

(16)

在開關(guān)管S1導通時，二極管D2承受最大電壓，即電容C1電壓；同理，二極管D2導通時D4承受最大電壓，二極管D4導通時D1承受最大電壓；二極管D3在開關(guān)管S2斷開時承受最大電壓，具體表達式如下：

(17)

由以上推導可知，所提變換器具有較低的開關(guān)器件電壓應(yīng)力，在電路工作時半導體兩端低的電壓有助于降低電路損耗。

在電路設(shè)計時，應(yīng)當按照最壞的應(yīng)力條件進行器件選型。根據(jù)以上應(yīng)力分析可以得到開關(guān)器件最大電壓應(yīng)力為

(18)

2.3 電路電流情況分析

假設(shè)Vi2路驅(qū)動信號相對于Vi1路驅(qū)動信號的相移為α，以開關(guān)管S1導通時刻為起點，之后的一個開關(guān)周期內(nèi)，電感電流iL1為：

(19)

電感電流iL2為：

(20)

式(19)和式(20)中，電感電流iL1，iL2也為兩路輸入電流；IL1，IL2為電感電流平均值。

對于電容C1可以列寫安秒平衡式：

(21)

化簡后可得輸入電流之間的關(guān)系：

(22)

可見，兩路輸入電流的比值僅與兩路開關(guān)管的占空比有關(guān)，因此可以通過調(diào)節(jié)兩路占空比的大小控制輸入電流，進而對兩路輸入源進行功率分配與能量管理。兩路輸入源的功率關(guān)系可以由兩路輸入電壓和式(22)得到，即

(23)

在實際閉環(huán)系統(tǒng)中，3種供電模式的開關(guān)管控制方式如下：雙路供電時，輸出端穩(wěn)壓是通過控制其中一個開關(guān)管(S1或S2)的占空比來實現(xiàn)，另一個開關(guān)管(S2或S1)的占空比是根據(jù)兩路輸入功率的比例及輸入電壓大小由式(23)得到，兩路輸入功率的比例分配由2個供電模塊的功率大小確定，這樣通過控制兩路開關(guān)管的占空比就可以實現(xiàn)輸出電壓恒定及使兩路輸入功率按所設(shè)定的比例進行分配；Vi1單路供電時，輸出端穩(wěn)壓是通過調(diào)節(jié)開關(guān)管S1的占空比實現(xiàn)(開關(guān)管S2始終保持開通)；Vi2單路供電時，輸出端穩(wěn)壓是通過調(diào)節(jié)開關(guān)管S2的占空比實現(xiàn)(開關(guān)管S1始終保持關(guān)斷)。

2.4 電感電容參數(shù)設(shè)計

為了保證電路工作于電感電流連續(xù)模式，電感取值須大于臨界導通模式下的計算值，即

(24)

式中ΔiL1、ΔiL2分別為設(shè)計要求電感L1、L2電流的最大紋波值。

電容的取值主要考慮控制其電壓紋波不超過設(shè)計限制值，其計算公式如下：

(25)

式中：ΔVC1、ΔVC2、ΔVo分別為電容C1、C2、Co可接受的最大電壓紋波值；Io為輸出電流平均值。

2.5 同類拓撲主要特性比較

為更好了解所提變換器性能，將之與同類的變換器拓撲進行了對比，具體數(shù)據(jù)如表1所示。為確?？杀刃裕墨I[16]變換器選取2個輸入源的情況，文獻[17]選取2個輸入源和2個增壓單元情況，所有變換器的各輸入源電壓相等，各主開關(guān)管占空比相等均為D。因部分拓撲無法實現(xiàn)單路供電的功能，所以開關(guān)管應(yīng)力和電壓增益均選取雙輸入時的情況進行比較。

表1 同類拓撲對比

可以看出，所提變換器的電壓增益相比于雙BOOST并聯(lián)變換器、文獻[17-18]變換器具有明顯的優(yōu)勢，文獻[16]在實現(xiàn)雙輸入的功能時使用了大量的開關(guān)管和電感電容器件，實現(xiàn)了高的電壓增益，但是電路的成本較高，設(shè)計與控制比較復雜。本變換器在僅使用2個開關(guān)管和相對不多的無源器件時，實現(xiàn)了單輸入源可獨立供電的功能，確保了供電系統(tǒng)的可靠性；同時2個開關(guān)管共地，簡化了驅(qū)動電路的設(shè)計；開關(guān)管應(yīng)力較低，有助于器件選型和提高變換器的效率。

3 仿真與實驗

3.1 仿真驗證

為驗證上述理論分析的正確性，本文對上述3種供電模式進行了仿真驗證，并針對雙路供電模式進行了輸出短路和輸入欠壓的故障模擬仿真。仿真參數(shù)見表2，仿真結(jié)果如圖9至圖12所示。從圖9至圖11可以看出，雙路供電時Ds1=Ds2=0.621、Vi1單路供電時Ds1=0.746，Vi2單路供電時Ds2=0.852，開關(guān)管的工作占空比與理論計算相符，且3種模式供電下輸出電壓均能穩(wěn)定在380 V左右，各開關(guān)管、二極管以及電容的電壓應(yīng)力與理論分析一致。從圖12可以看出，當發(fā)生短路和欠壓故障時，2個開關(guān)管均關(guān)斷，電路可以進行有效地保護，當故障消失后，電路又能恢復正常工作。

表2 電路仿真參數(shù)

圖9 雙路供電仿真波形

圖10 Vi1供電仿真波形

圖11 Vi2供電仿真波形

圖12 故障仿真波形

3.2 實驗驗證

基于上述分析，搭建了一臺雙輸入高增益DC-DC變換器樣機。表3所示為實驗條件以及根據(jù)式(18)、式(24)、式(25)確定的元件參數(shù)和型號。實驗平臺如圖13所示。

圖13 實驗平臺

表3 電路參數(shù)

圖14為Vi1=Vi2=48 V時的實驗波形。其中圖14(a)為2個開關(guān)管的驅(qū)動電壓ug1、ug2和漏源電壓uds1、uds2波形，可以看出，電路工作在所設(shè)計的輸入輸出電壓時，2個開關(guān)管工作占空比為Ds1=Ds2=0.623，可以在實現(xiàn)較高增益的同時避免了極大占空比的出現(xiàn)，2個開關(guān)管漏源電壓的最大值分別為127.9 V、128.4 V；圖14(b)為Vi1路和Vi2路的輸入電流iin1，iin2以及電容C1、C2兩端電壓波形，穩(wěn)態(tài)下輸入電流連續(xù)，電容電壓基本不變；圖14(c)為兩路輸入源電壓Vi1，Vi2與輸出電壓Vo波形，可以看出輸出電壓穩(wěn)定在382.2 V；圖14(d)為4個二極管兩端電壓，D1、D2、D3、D4的電壓應(yīng)力分別為255.3、128.1、207.5、254.6 V，與式(17)分析一致。

圖14 雙路供電實驗波形

圖15為Vi1路輸入源單獨供電且Vi1=48 V時的實驗波形。其中圖15(a)為2個開關(guān)管的漏源電壓、Vi1路輸入電流iin1以及開關(guān)管S1驅(qū)動電壓波形，可以看出，Ds1=0.749，輸入電流連續(xù)，開關(guān)管S1漏源電壓最大值為192.5 V；圖15(b)為輸出電壓和電容C1、C2兩端電壓波形，C1、C2電壓基本不變，輸出電壓穩(wěn)定在381.6 V；圖15(c)為4個二極管兩端電壓，D1、D2、D3、D4的電壓應(yīng)力分別為192.2、191.9、192.7、193.1 V，約為輸出電壓一半，與式(13)分析一致。

圖15 Vi1供電實驗波形

圖16為Vi2路輸入源單獨供電且Vi2=48 V時的實驗波形。其中圖16(a)為2個開關(guān)管的漏源電壓、Vi2路輸入電流iin2以及開關(guān)管S2驅(qū)動電壓波形，在開關(guān)管S2導通期間輸入源會直接對電容C2充電，因此輸入電流不是線性變化，開關(guān)管S2驅(qū)動占空比Ds2=0.857，開關(guān)管S2漏源電壓為334.2 V；圖16(b)為輸出電壓和電容C1、C2兩端電壓波形，C1、C2電壓基本不變，輸出電壓穩(wěn)定在382.4 V；圖16(c)為4個二極管兩端電壓，D1、D2、D3、D4的電壓應(yīng)力分別為383.4、0、334.6、333.9 V，與式(15)分析一致。

圖17給出了變換器在不同輸入電壓時的實驗波形。其中，圖17(a)、圖17(b)為雙路供電時不同輸入電壓的波形，可以看出兩路輸入電壓變化時2個開關(guān)管占空比隨之變化，而輸出電壓保持不變；圖17(c)、圖17(d)為單路供電時的工作波形，結(jié)合圖15(a)、圖16(a)可以看出，輸入電壓變化時，通過改變占空比仍可使輸出電壓保持不變。不同輸入條件下電壓增益與占空比關(guān)系均與理論分析相符。

圖16 Vi2供電實驗波形

圖17 不同輸入電壓實驗波形

表4為在滿載條件下，不同輸入電壓時測得的變換器效率數(shù)據(jù)。

表4 效率數(shù)據(jù)

圖18為在額定輸入條件、不同供電模式下變換器效率隨輸出功率變化的曲線，樣機在雙路輸入時滿載效率為96.10%，Vi1單獨供電時滿載效率為94.79%，Vi2單獨供電時滿載效率為93.71%。在3種供電模式中，雙路供電時電壓增益最高、開關(guān)器件電壓應(yīng)力最低，效率最高。

圖18 效率曲線

4 結(jié) 論

本文提出了一種基于開關(guān)電容增壓單元的雙輸入高增益DC/DC變換器，通過實驗驗證了該拓撲的可行性。本拓撲具備以下優(yōu)點：

1)具備雙輸入的功能，既可以在雙路輸入電源同時供電下工作，也可以在任意一路輸入電源單獨供電下工作，提高了電路供電靈活性。

2)電路具有較高的電壓增益，能夠有效地避免開關(guān)管工作在極限占空比狀態(tài)，同時降低開關(guān)器件的電流應(yīng)力。

3)3種供電方式下，開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力均得到降低。因此可以選擇較低電壓等級的開關(guān)器件，有利于降低電路成本，減少開關(guān)損耗，提高變換器效率。