低噪聲、低紋波頭皮腦電信號(hào)采集的前端電路

2021-02-05 01:49:18李皓王宇涵薛楷瀧袁燚李效龍

中國醫(yī)學(xué)物理學(xué)雜志 2021年1期

李皓，王宇涵，薛楷瀧，袁燚，李效龍

前言

頭皮腦電信號(hào)具有幅度小、頻率低、易受環(huán)境噪聲干擾等特點(diǎn)。為了獲取信噪比高的腦電信號(hào)，要求模擬前端電路須具有超低噪聲的特點(diǎn)。在腦電信號(hào)采集過程中，噪聲源主要是器件本身的噪聲，尤其是閃爍噪聲（1/f 噪聲），該噪聲幅度大且與模擬前端電路的工作頻段重合。為了最大程度降低1/f噪聲的影響，模擬前端電路一般采用斬波穩(wěn)定放大器以消除1/f 噪聲干擾，同時(shí)抑制直流失調(diào)電壓。目前常見的幾種斬波穩(wěn)定放大器主要有套筒式和折疊式。斬波穩(wěn)定放大器的有源放大部分大多采用兩級(jí)運(yùn)算放大器、套筒式共源共柵放大器以及折疊共源共柵運(yùn)算放大器等結(jié)構(gòu)。其中折疊式共源共柵運(yùn)算放大器具有增益帶寬大、低頻增益高、擺幅大、速度高、頻率特性好等諸多優(yōu)點(diǎn)。由于不同頭皮處所采集的腦電信號(hào)幅度不同，要求模擬前端電路的增益須可調(diào)［1-2］。

1 電路結(jié)構(gòu)

所設(shè)計(jì)的頭皮腦電信號(hào)采集前端電路主要由帶有斬波調(diào)制器的前置放大器、增益可編程放大器以及外置低通濾波器組成。電路的整體架構(gòu)如圖1所示。

圖1 整體電路架構(gòu)Fig.1 Overall architecture of circuit

1.1 前置放大器

1.1.1 前置放大器電路結(jié)構(gòu)對(duì)于極其微弱的頭皮腦電信號(hào)，要求前置放大器具有較高的增益、較高的共模抑制比和低噪聲。為了抑制共模信號(hào)，前置放大器通常采用全差分結(jié)構(gòu)，如全差分電容耦合電路（圖2）。在理想的條件下，其雙端輸入信號(hào)通道完全對(duì)稱，雙端輸出信號(hào)中的共模分量完全抵消。雖然該電路結(jié)構(gòu)的增益和噪聲性能基本能滿足指標(biāo)要求，但是由于器件的閃爍噪聲（1/f噪聲）與頭皮腦電信號(hào)頻率重疊，低頻噪聲得不到有效抑制，導(dǎo)致信噪比較低，因此需要在此基礎(chǔ)上進(jìn)一步提高對(duì)噪聲的抑制能力［3］。

圖2 全差分電容耦合電路Fig.2 Fully differential capacitive-coupled circuit

1.1.2 斬波調(diào)制前置放大器本設(shè)計(jì)在全差分電容耦合放大器中引入斬波調(diào)制技術(shù)來實(shí)現(xiàn)對(duì)低頻噪聲和失調(diào)電壓的抑制。斬波調(diào)制技術(shù)的過程是調(diào)制-信號(hào)無失真放大-解調(diào)。其信號(hào)調(diào)理過程是首先將低頻腦電信號(hào)通過第一個(gè)調(diào)制器搬移到斬波頻譜（高于器件閃爍噪聲的轉(zhuǎn)角頻率）上，然后將搬移的有用信號(hào)、低頻噪聲和失調(diào)電壓同時(shí)放大，再將所放大的信號(hào)通過第二個(gè)調(diào)制器（其調(diào)制頻率與第一個(gè)調(diào)制器相同）。此時(shí)低頻腦電信號(hào)被解調(diào)回原來的頻帶內(nèi)，而低頻噪聲和失調(diào)電壓被搬移到較高的斬波頻譜上。最后引入一個(gè)低通濾波器，將低頻腦電信號(hào)單獨(dú)隔離出來［4］。

斬波調(diào)制技術(shù)的具體過程如圖3所示。輸入低頻腦電信號(hào)Vin首先與第一個(gè)調(diào)制器（fCLK）混頻，Vin被調(diào)制到fCLK的奇次諧波上，實(shí)現(xiàn)了低頻腦電信號(hào)的頻譜搬移。其輸出信號(hào)Va與放大器輸入端低頻噪聲及失調(diào)電壓Vn疊加得到信號(hào)Vb；Vb經(jīng)放大器放大，再經(jīng)第二個(gè)調(diào)制器（fCLK）混頻得到輸出信號(hào)Vc。注意到Vin經(jīng)過兩次混頻，實(shí)現(xiàn)了調(diào)制和解調(diào)；而噪聲及失調(diào)電壓只經(jīng)過一次混頻，被調(diào)制到fCLK上，成為只攜有斬波頻率奇數(shù)倍諧波頻率的分量。此時(shí)輸出信號(hào)須經(jīng)過后端的一個(gè)帶寬略大于輸入信號(hào)截止頻率的低通濾波器就可獲得放大后的輸入信號(hào)。為保證解調(diào)回基帶的低頻腦電信號(hào)不會(huì)發(fā)生混疊，斬波頻率fCLK必須滿足以下關(guān)系式［5］：

式中，fCLK為斬波頻率，系數(shù)k≥2，BW為信號(hào)帶寬，fc為噪聲轉(zhuǎn)角頻率。

圖3 斬波調(diào)制信號(hào)流程圖Fig.3 Flow chart of chopper modulation signal

上述調(diào)制器電路可以用4 個(gè)MOS 管組成的開關(guān)電路來實(shí)現(xiàn)（圖4）。它是由相位互補(bǔ)的兩個(gè)時(shí)鐘信號(hào)（CLK、CLK-）來控制MOS 管的輸出以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的調(diào)制或頻譜搬移。

圖4 調(diào)制器電路Fig.4 Modulator circuit

1.1.3 前置放大器有源放大部分電路前置放大器有源放大部分由折疊式共源共柵級(jí)和共源級(jí)構(gòu)成兩級(jí)全差分放大器（圖5）。折疊式共源共柵級(jí)放大器的優(yōu)點(diǎn)是輸入擺幅和輸出擺幅高，同時(shí)開環(huán)增益較高。頭皮腦電信號(hào)前置放大器的設(shè)計(jì)指標(biāo)要求開環(huán)增益要大于90 dB，因此需要采用兩級(jí)放大器。圖5中前置放大器的輸入端采用PMOS 管以提高輸入信號(hào)擺幅；M1、M2、M7和M8構(gòu)成折疊式差分電路，M9和M10管為折疊式共源共柵的偏置電流肼；M3、M4、M5和M6構(gòu)成套筒式有源負(fù)載；M0是M1和M2的偏置電流源［6-7］。

圖5 前置放大器的輸出抑制紋波電路Fig.5 Ripple suppression circuit of the preamplifier

前置放大器有源放大部分第一級(jí)的增益表達(dá)式為：

其中，gm1是輸入差分管M1、M2的等效跨導(dǎo)。Rout1=gm8·rom10·rom8·gm6·rom4·rom6，其中g(shù)m6、gm8分別是M6和M8的跨導(dǎo)。rom10、rom8、rom4、rom6分別是M10、M8、M4、M6交流小信號(hào)的輸出電阻。

第二級(jí)是共源放大器，M11和M12作為輸入管，M14作為有源負(fù)載。第二級(jí)共源級(jí)輸出也可以提供適當(dāng)?shù)脑鲆妗?/p>

其中，gm2 是輸入差分管M13的等效跨導(dǎo)。Rout2=rom11//rom13，rom11、rom13分別是M11、M13交流小信號(hào)的輸出電阻。所以前置放大器的總增益為：

由于前置放大器采用了全差分“電容耦合”結(jié)構(gòu)，所以其閉環(huán)增益為：

與傳統(tǒng)的兩級(jí)運(yùn)放相比，這種電路結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)是其第一級(jí)就能提供很高的增益。因而其共模抑制比CMRR和抑制噪聲性能都有所提高［8-9］。

1.1.4 前置放大器的輸出紋波抑制電路當(dāng)電路中引入斬波技術(shù)后，雖然噪聲特性和失調(diào)電壓得到明顯改善。但由于前置放大器本身的失調(diào)電壓和1/f 噪聲被調(diào)制到斬波頻率處后會(huì)輸出紋波信號(hào)到前置放大器的輸出端。輸出紋波信號(hào)會(huì)帶來嚴(yán)重的信號(hào)失真。其輸出紋波可表示為：

其中，Voff為輸出處失調(diào)電壓，ω0是前置放大器的閉環(huán)帶寬，A0是前置放大器的閉環(huán)增益，ω2p是后一級(jí)放大器的帶寬，ω2p=ωCLK=5ωo。

為了抑制紋波信號(hào)，設(shè)計(jì)了紋波抑制電路（圖5）。設(shè)計(jì)思路為：該輸出紋波抑制電路是在前置放大器輸出端接入并聯(lián)阻容耦合電路?？紤]到版圖面積，電阻一般通過MOS 偽電阻來實(shí)現(xiàn)，MOS 偽電阻由兩個(gè)二極管接法的MOS管串聯(lián)而成。如果電阻大于前置放大器的輸出阻抗，則該阻容耦合電路在低頻下會(huì)成為前置放大器的開路。在斬波頻率下，如果電容器的阻抗（在斬波頻率處）小于前置放大器的輸出阻抗，則阻容耦合電路的作用為短路。因此在斬波頻率下，輸出的紋波信號(hào)將無法通過并聯(lián)阻容耦合電路，達(dá)到了抑制紋波信號(hào)的目的［10-12］。此時(shí)的紋波幅度為：

其中，Gm1是前置放大器的輸出阻抗，Rr是偽電阻的阻值。對(duì)于生物信號(hào)放大器來說Gm1≈10 μA/V，Rr≈1 GΩ。

1.1.5 前置放大器的等效噪聲前置放大器輸入端的等效輸入?yún)⒖荚肼暈椋?/p>

式（8）中等式右邊第一項(xiàng)為由于溝道電阻產(chǎn)生的熱噪聲在輸入端的表現(xiàn)，第二項(xiàng)為MOS管的閃爍噪聲。

圖5中共源共柵MOS 管（M5、M6、M7、M8）的噪聲可以忽略不計(jì)；而第二級(jí)電路的噪聲要除以第一級(jí)的增益才反映在輸入端，比較小可以忽略；另外，電流源M0的噪聲也可以忽略。所以整個(gè)電路在輸入端的等效參考噪聲可以表示為［12］：

式（8）中Kf表示與工藝相關(guān)的系數(shù)，W、L分別表示MOS 管的寬度和長(zhǎng)度，fCLK為斬波處頻率。由1.1.2中分析可知前置放大器的噪聲只在輸出端被調(diào)制了一次，因此其信號(hào)頻譜會(huì)被搬移到斬波頻率奇數(shù)倍諧波分量上。由式（9）可得要想減小電路在輸入端的等效參考噪聲，可以提高頻率值，即加大斬波頻率。但是受限于fc?fCLK這一條件，所以在此電路中將斬波頻率設(shè)為10 kHz［13］。

1.2 增益可編程放大器和低通濾波器

記錄部位、環(huán)境以及電極的變化都會(huì)導(dǎo)致頭皮腦電信號(hào)的幅度出現(xiàn)大范圍的變化，因此需要可變?cè)鲆娣糯笃鲗?duì)前置電路的總增益進(jìn)行調(diào)節(jié)以避免輸出信號(hào)發(fā)生飽和現(xiàn)象。本設(shè)計(jì)中的可編程增益放大器如圖6所示，放大部分采用電容耦合結(jié)構(gòu)，其中反饋電容由開關(guān)（S1～S4）控制的電容器構(gòu)成，實(shí)現(xiàn)對(duì)閉環(huán)增益的調(diào)節(jié)［14-16］。

為了濾除頭皮腦電信號(hào)中的高頻成分，在增益可編程放大器后面應(yīng)接入一個(gè)外置低通濾波器（圖7）。這里采用了二階無源RC濾波器［17-20］。

2 版圖設(shè)計(jì)及電路后仿真結(jié)果

圖6 增益可編程放大器Fig.6 Programmable-gain amplifier

圖7 低通濾波器Fig.7 Low-pass filter

表1 前端電路中MOS管尺寸Tab.1 MOS tube size in front-end circuit

表1、表2列出了圖5～圖7中管子的尺寸和器件參數(shù)。所設(shè)計(jì)頭皮腦電信號(hào)采集前端電路版圖如圖8所示，版圖面積為395 μm×120 μm。圖9為前置放大器增益的后仿真結(jié)果，前置放大器帶內(nèi)增益為40 dB。圖10、圖11分別給出了前置放大器的CMRR 和PSRR 的仿真結(jié)果，分別為131、90 dB。圖12為增益可編程放大器的增益，在40～65 dB可調(diào)。

在Spectre仿真中，將前置放大器的輸出失調(diào)電壓設(shè)為1 mV，使用該失調(diào)電壓進(jìn)行瞬態(tài)仿真。如圖13、圖14所示，未加紋波抑制電路的輸出紋波為354 mVpp，具有紋波抑制電路的輸出紋波為88 μVpp，紋波被抑制了400倍?？梢娫摷y波抑制電路對(duì)減小前置放大器的輸出紋波有著顯著效果。圖15為頭皮腦電信號(hào)采集前端電路的輸入等效噪聲，在0.5～100 Hz頻帶內(nèi)的輸入等效噪聲為772 nV/sqrt(Hz)@100 Hz。

表2 器件參數(shù)Tab.2 Device parameters

3 結(jié)論

本文提出一種適合采集頭皮腦電信號(hào)的模擬前端電路，由前置放大器、增益可編程放大器和低通濾波器組成。最后仿真結(jié)果表明，在5 V 工作電壓下，采用SMIC 0.18 μm CMOS 工藝模型利用Cadence 公司的Spectre 仿真工具對(duì)電路進(jìn)行仿真，實(shí)現(xiàn)增益在40～65 dB 可調(diào)，電源抑制比90 dB、共模抑制比131 dB、輸入等效噪聲772 nV/sqrt(Hz)@100 Hz。紋波抑制電路對(duì)在斬波頻率處的紋波具有400 倍的抑制效果。該前端電路滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)。