王東政， 李雙喜， 鄭二礦， 崔 嵬

(1. 北京理工大學(xué) 信息與電子學(xué)院， 北京 100081； 2. 北京航天自動(dòng)控制研究所， 北京 100854)

為了滿足未來(lái)信息對(duì)抗等新形式的需求，測(cè)控通信系統(tǒng)需要具備強(qiáng)大的抗干擾和抗截獲能力.在復(fù)雜的電磁環(huán)境中，直接序列擴(kuò)頻(DSSS)只能提供有限的抗干擾性，難以對(duì)抗對(duì)準(zhǔn)式干擾>和全頻帶干擾[1].直擴(kuò)、跳擴(kuò)混合擴(kuò)頻系統(tǒng)結(jié)合了直接序列擴(kuò)頻和跳頻擴(kuò)頻兩者的優(yōu)點(diǎn)，作為新一代擴(kuò)頻通信技術(shù)，以其可靠性和通用性在通信領(lǐng)域得到廣泛認(rèn)可.

信號(hào)的多普勒頻偏反映了信源與接收機(jī)間的相對(duì)速度，所以多普勒頻偏的測(cè)定有著重要意義.目前，有關(guān)多普勒頻偏估計(jì)方法的研究主要基于時(shí)域或頻域而展開(kāi)[2]，基于時(shí)域的估計(jì)方法存在計(jì)算復(fù)雜、同步速度慢等缺點(diǎn)，因而研究者傾向于計(jì)算量更小的頻域估計(jì)方法[3]，這類估計(jì)方法主要通過(guò)快速傅里葉變換(FFT)實(shí)現(xiàn)，其估計(jì)依據(jù)是FFT的峰值譜線對(duì)應(yīng)著待估計(jì)頻率值.不過(guò)，由于FFT柵欄效應(yīng)的存在，使得這類方法只有在待估頻率是頻域分辨率的整數(shù)倍時(shí)才能獲得較為準(zhǔn)確的估計(jì)結(jié)果.解決這一問(wèn)題的主要方案是基于插值或頻譜細(xì)化的改進(jìn)FFT算法，如Rife算法[4]，Zoom-FFT算法[5]和基于最大功率搜索的方法[6]，這些算法都極大地提高了多普勒頻偏的估計(jì)精度，但計(jì)算量也隨之提高[7].針對(duì)這一問(wèn)題，本文采用了一種針對(duì)直擴(kuò)、跳擴(kuò)混合擴(kuò)頻的頻率估計(jì)算法提高頻率估計(jì)精度.該算法在不增加硬件規(guī)模的情況下，利用捕獲到的頻率點(diǎn)以及其前后等間隔的多個(gè)頻率點(diǎn)處的信號(hào)強(qiáng)度來(lái)實(shí)現(xiàn)頻率估計(jì).

1 混合擴(kuò)頻信號(hào)檢測(cè)

混合擴(kuò)頻捕獲算法的鏈路框圖如圖1所示.偽碼I的碼速率控制接收端同步信息的長(zhǎng)度，偽碼II控制載波頻率變化速度的快慢.

圖1 混合擴(kuò)頻系統(tǒng)發(fā)射/接收鏈路框圖Fig.1 Block diagram of transmit/receive link of hybrid spread spectrum system

偽碼序列(PN碼)I首先將要傳輸?shù)男盘?hào)進(jìn)行采樣擴(kuò)頻，然后PN碼II控制頻率合成器進(jìn)行載波跳頻控制，射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)放大后被發(fā)送.在接收端，首先進(jìn)行解跳，在本地產(chǎn)生相同跳頻圖案的載波，將接收到的高頻跳頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成固定載波頻率的中頻信號(hào)，然后通過(guò)頻域并行碼相位串行的方式進(jìn)行解擴(kuò)，恢復(fù)出原始信號(hào).混合擴(kuò)頻系統(tǒng)包含兩種擴(kuò)頻碼，一種用于直接序列擴(kuò)頻，另一種用于頻率合成器的控制.為方便DSSS信號(hào)的捕獲，跳頻設(shè)計(jì)多采用慢跳策略，應(yīng)用于直擴(kuò)信號(hào)的偽碼速率遠(yuǎn)高于應(yīng)用于跳頻信號(hào)的偽碼速率.

混合擴(kuò)頻模型的直接序列擴(kuò)頻部分采用基于FFT的頻域并行碼相位串行捕獲算法，算法原理圖如圖2所示.該搜索算法能夠同時(shí)完成對(duì)多個(gè)頻點(diǎn)的搜索，快速捕獲具有較大多普勒頻偏的高動(dòng)態(tài)混合擴(kuò)頻信號(hào).DSSS信號(hào)捕獲過(guò)程中，相關(guān)峰值與相干累積時(shí)間關(guān)系[8]如圖3所示，因此通過(guò)對(duì)上述多個(gè)頻點(diǎn)的相關(guān)值進(jìn)行分析，可以估計(jì)出多普勒頻偏.

圖2 直接序列擴(kuò)頻捕獲算法原理圖Fig.2 Principle diagram of DSSS acquisition algorithm

圖3 相干累積時(shí)間對(duì)相關(guān)值的影響Fig.3 Effect of coherent cumulative time on correlation value

接收端收到的跳頻信號(hào)可表示為

gTC(mTs-kTC)

(1)

(2)

式中：A為信號(hào)幅度；C(·)為偽碼序列I；τ為偽碼偏移量；ζ為多普勒頻率對(duì)碼速率偏移的影響因子；ωIF=2πfIF為中頻信號(hào)角頻率；ωd=2πfd為多普勒角頻率；ωk為跳頻頻率；φ0為載波相位；N(·)為傳播過(guò)程中的高斯噪聲；Ts為采樣時(shí)間間隔；TC為通帶寬度.

接收端混頻后的輸出信號(hào)可近似表示為

s(m)=AC[(1+ζ)mTs+τ]·

cos[ωdmTs+φ0]+N(mTs)

(3)

為了對(duì)混頻輸出信號(hào)進(jìn)行正確的解擴(kuò)，準(zhǔn)確地估計(jì)出多普勒頻偏ωd的值至關(guān)重要，本文算法即為解決這一問(wèn)題而設(shè)計(jì).

2 多普勒頻偏估計(jì)

為了準(zhǔn)確估計(jì)出接收信號(hào)中的多普勒頻偏，本文采用了一種基于鄰近頻點(diǎn)插值的多普勒頻偏估計(jì)算法，其主要思想是：在完成捕獲所有頻點(diǎn)操作的基礎(chǔ)上，找出峰值譜線對(duì)應(yīng)的頻點(diǎn)，利用該頻點(diǎn)前后兩個(gè)相鄰頻點(diǎn)的FFT變換值對(duì)峰值頻點(diǎn)進(jìn)行多普勒頻偏修正，最終通過(guò)譜線和多普勒頻率值的比例關(guān)系確定接收端的同步載波頻率.

首先，在本地接收端產(chǎn)生兩路相位差為90°的信號(hào)Ip(m)和Qp(m)，用于信號(hào)解跳，其表達(dá)式為

gTC(mTs-kTC)

(4)

gTC(mTs-kTC)

(5)

其次，對(duì)式(1)進(jìn)行下變頻以及積分清除操作，忽略碼的多普勒頻率和下變頻中的高頻項(xiàng)，其表達(dá)式為

cos(ωdmTs+φ0)+NI(mTs)=

(6)

sin(ωdmTs+φ0)+NQ(mTs)=

(7)

基于I(n)和Q(n)構(gòu)建一個(gè)復(fù)信號(hào)z(n)=I(n)-jQ(n)，然后對(duì)其進(jìn)行M點(diǎn)FFT變換(M≥P)，由此得到

(8)

(9)

假設(shè)p=1/MLTs為譜線和多普勒頻率值的線性比例，則修正后的多普勒頻偏估計(jì)值為

(10)

3 仿真驗(yàn)證

3.1 仿真條件

結(jié)合工程實(shí)際，本文仿真使用的相關(guān)參數(shù)如表1所示.仿真過(guò)程采用模平方積累6次的非相干累積算法，相參積累時(shí)間為2 ms，統(tǒng)一保存模平方積累的結(jié)果.相關(guān)峰與多普勒頻率偏移和碼相位偏移的關(guān)系如圖4所示.

3.2 信噪比變化對(duì)頻偏估計(jì)的影響

仿真中設(shè)置的多普勒頻率為1 634 Hz，偽碼相位為135.1，信噪比變化范圍為從-27～-1 dB，步進(jìn)值為2 dB，每個(gè)信噪比工況下都做3 000次蒙特卡羅仿真.頻率均方根誤差與信噪比的關(guān)系曲線如圖5所示.

表1 仿真模型參數(shù)Tab.1 Simulation model parameters

圖4 相關(guān)峰與多普勒頻率偏移和碼相位偏移的關(guān)系Fig.4 Relationship between correlation peak，Dopplerfrequency offset and code phase offset

圖5 捕獲頻率均方根誤差與信噪比的關(guān)系Fig.5 Relationship between acquisition frequency root-mean-square error and SNR

由圖5可以看出，在信噪比小于-23 dB時(shí)，擴(kuò)頻信號(hào)檢測(cè)系統(tǒng)處于虛警狀態(tài)，因此均方根誤差很大.當(dāng)信噪比達(dá)到-23 dB時(shí)，均方根誤差顯著減小，并隨著信噪比的提高會(huì)繼續(xù)逐漸改善，在信噪比較高的情況下，插值算法的均方根誤差要明顯好于非插值算法.

在非插值算法中，隨著信噪比的改善(當(dāng)信噪比高于-23 dB時(shí))，均方根誤差不能顯著減小，這意味著傳統(tǒng)的非插值捕獲方法在信道狀況良好的情況下多普勒頻率捕獲的精度取決于采樣頻率.

通過(guò)將混合擴(kuò)頻信號(hào)捕獲的頻率與設(shè)定的頻率進(jìn)行比較，得到偏差結(jié)果.由于-25和-27 dB信噪比下處于虛警狀態(tài)，故統(tǒng)計(jì)-23～-1 dB之間的分布結(jié)果如圖6所示(曲線是3 000次捕獲結(jié)果與真值偏差的平均值，因需要判斷多普勒頻率估計(jì)值與臨近頻點(diǎn)間關(guān)系，求整體偏差統(tǒng)計(jì)過(guò)程中單次偏差取絕對(duì)值).

圖6 捕獲頻率偏差與信噪比的關(guān)系Fig.6 Relationship between acquisition frequency offset and SNR

圖6中，插值算法3 000次蒙特卡羅頻率估計(jì)的平均偏差值總是小于20 Hz.隨著信噪比的提高，頻率估計(jì)的偏差分布更接近0 Hz，這與在均方根誤差分布中得到的結(jié)論是一致的.此外，還可以看到，即使在-23 dB的最壞工作條件下，平均偏差仍然小于非插值算法下的頻率捕獲精度，這表明插值算法在低信噪比下的有效性.

在非插值算法下，由于柵欄效應(yīng)的存在，多普勒頻率捕獲精度為250 Hz，仿真過(guò)程設(shè)定的頻率為1 634 Hz，位于1 500和1 750 Hz之間.無(wú)論信噪比大小如何，捕獲的結(jié)果只能是1 500或1 750 Hz，這導(dǎo)致捕獲的頻率偏差將始終存在，即使在無(wú)噪聲條件下也是如此.此外，隨著信道環(huán)境的改善，單次捕獲到的結(jié)果將有更多的是偏差較小的頻率值，而非均勻分布，在捕獲頻率平均值上的表現(xiàn)將更傾向于偏差較小的頻率值，從而導(dǎo)致整體捕獲偏差的平均值增加.在本次模擬中，1 634與1 750 Hz間的偏差更小，非插值算法捕獲到的頻率值隨著信噪比的改善會(huì)更傾向1 750 Hz，反映在非插值算法捕獲頻率偏差平均值的曲線趨勢(shì)上.

3.3 頻率變化對(duì)頻偏估計(jì)的影響

在非插值算法中，頻率捕獲精度為250 Hz，當(dāng)頻率變化范圍為3 996～4 496 Hz時(shí)，捕獲結(jié)果只能是4 000、4 250或4 500 Hz.這種階梯式的搜索結(jié)果必然會(huì)引入較大的舍入誤差，而本文所采用的插值算法通過(guò)插值方式進(jìn)行頻偏估計(jì)，可以有效地消除這種舍入誤差.針對(duì)頻率變化的仿真在信噪比分別為-20和-5 dB的兩種典型工況下，且頻率范圍在4 000～4 500 Hz的頻帶內(nèi)進(jìn)行，插值估計(jì)算法設(shè)定的頻率步進(jìn)值為20 Hz.頻偏估計(jì)均方根誤差和頻率偏差的仿真結(jié)果分別如圖7～8所示.

圖7 均方根誤差與頻率的關(guān)系Fig.7 Relationship between root-mean-square error and frequency

如圖7所示，隨著頻率的變化，本文采用的插值頻偏估計(jì)方法捕獲頻率均方根誤差分布沒(méi)有顯著變化，不受捕獲電路接收到信號(hào)頻率變化的影響.從圖8中對(duì)比可以觀察到，捕獲頻率平均偏差始終分布在0 Hz左右，-20 dB的頻率平均偏差大于-5 dB的頻率平均偏差，且-5 dB的平均波動(dòng)相對(duì)較小，平均頻率偏差更接近0 Hz，符合預(yù)期.然而，在非插值算法下由于存在250 Hz的頻率捕獲精度限制，捕獲結(jié)果的均方根誤差和捕獲頻率偏差平均值受給定頻率變化的影響很大，它們會(huì)隨著設(shè)定頻率值和可以捕獲到的臨近頻率值之間的差值變化而周期性地變化.

圖8 捕獲頻率偏差與頻率的關(guān)系Fig.8 Relationship between acquisition frequency offset and frequency

4 結(jié) 論

本文采用一種基于直擴(kuò)、跳擴(kuò)混合擴(kuò)頻信號(hào)的多普勒頻偏估計(jì)算法，利用傅里葉變換后各頻點(diǎn)之間的相關(guān)峰值關(guān)系，通過(guò)插值算法完成多普勒頻偏估計(jì).該算法可并行捕獲給定范圍內(nèi)的所有頻率，且不需要較多改變電路結(jié)構(gòu).仿真結(jié)果表明，該算法可以提供更準(zhǔn)確的頻率估計(jì)，捕獲電路接收到信號(hào)的多普勒頻率并不顯著影響所述算法的估計(jì)精度.