王現(xiàn)彬，王穎莉，楊 潔，康元元

（石家莊學(xué)院 機電學(xué)院，河北 石家莊 050000）

在高速無線接入技術(shù)中，光載無線通信（RoF）集光纖通信和無線通信優(yōu)勢于一體，受到研究者關(guān)注，而如何生成高頻率、低成本、寬調(diào)諧的毫米波信號是其中一個研究熱點[1-4]。在眾多毫米波生成方案中，基于馬赫曾德爾調(diào)制器（MZM）非線性效應(yīng)的外部調(diào)制技術(shù)，以其結(jié)構(gòu)簡單、頻譜純凈、易于調(diào)制等優(yōu)點成為首選[5-6]。利用 MZM 生成毫米波有雙邊帶調(diào)制（DSB）、單邊帶調(diào)制（SSB）、光抑制載波調(diào)制（OCS）3 種方式[7-9]。DSB 實現(xiàn)結(jié)構(gòu)簡單，但受功率周期性衰減效應(yīng)影響嚴重；SSB 可以有效抑制功率周期性衰減效應(yīng)，然而其調(diào)制效率及倍頻系數(shù)較低，應(yīng)用廣度有限；OCS 抑制了不攜帶任何信息的中心載波，具有較高的倍頻能力、頻率效率及抗色散能力，但若將待傳數(shù)據(jù)同時調(diào)制到兩個邊帶后碼元時移效應(yīng)影響加劇，會進一步限制系統(tǒng)性能。Zhang 等[10]提出了一種基于單MZM 的OCS 8 倍頻毫米波實現(xiàn)方案，由9 GHz 的射頻驅(qū)動信號產(chǎn)生72 GHz 的光生毫米波信號，當誤碼率（BER）在10-9時，下行鏈路傳輸20 km 后功率代價僅為0.9 dB。Muthu 等[11]采用雙平行MZM 實現(xiàn)了10 倍頻OCS 光生毫米波信號，下行鏈路傳輸20 km后功率代價為2.5 dB。張建明等[12]利用兩級MZM 串聯(lián)完成了6 倍頻全雙工RoF 系統(tǒng)，并利用波長相關(guān)的光纖布拉格光柵（FBG）實現(xiàn)邊帶分離以進行上行鏈路傳輸。這些文獻報道中所產(chǎn)生的毫米波信號倍頻系數(shù)相對較小，器件波長相關(guān)性較強，不易調(diào)整，且大部分只分析了下行鏈路系統(tǒng)的傳輸性能。為此，本文提出了一種兩級MZM 串聯(lián)的OCS 光生毫米波產(chǎn)生方案及全雙工RoF 系統(tǒng)，利用兩級MZM 在中心站（CS）串聯(lián)實現(xiàn)12 倍頻于射頻驅(qū)動信號的OCS 光生毫米波信號，在基站（BS）利用波長重用技術(shù)實現(xiàn)數(shù)據(jù)上行，并進行了性能仿真研究。本研究相關(guān)結(jié)果可為RoF 系統(tǒng)設(shè)計與實現(xiàn)提供參考。

1 理論分析

1.1 12 倍頻光生毫米波產(chǎn)生

本文所提出的級聯(lián)MZM 的12 倍頻OCS 光生毫米波產(chǎn)生結(jié)構(gòu)如圖1 所示。假設(shè)激光器（LD）發(fā)出的連續(xù)光波為Ein(t)=A0exp(jω0t)。其中：A0和ω0為光信號的幅度和角頻率。射頻驅(qū)動信號為Er(t)=Arcos(ωrt)。其中：Ar和ωr為射頻驅(qū)動信號的幅度和角頻率。連續(xù)光波Ein(t)經(jīng)過偏振控制器（PC）后耦合進入MZM1，而Er(t)分別控制MZM1 的兩射頻電極，且兩路信號反相，即上臂為v1(t)=Er(t)，下臂為v2(t)=-Er(t)=-v1(t)。此時MZM1 的輸出光場為

式（1）中：IL 為插入損耗；γ 為上下兩臂的分光比，一般取γ=0.5。Vbias1和Vbias2為MZM1 上下臂的直流偏置電壓，令Vbias1=0 V，Vbias2=4 V。VπDC為直流半波電壓，VπRF為射頻半波電壓，且VπDC=VπRF=Vπ=4 V。利用貝塞爾函數(shù)將式（1）展開為

式中：J2n+1為2n+1 階第一類貝塞爾函數(shù)；β=πAr/Vπ，稱為調(diào)制指數(shù)。從式（2）可以看出，MZM1 輸出的光信號中心載波和偶數(shù)階邊帶得到了抑制，只保留了奇數(shù)階邊帶。在進行理論分析時，設(shè)Er(t)的幅度Ar為4.632 V，由此可算得β=3.636。圖2 給出了第一類奇數(shù)階貝塞爾函數(shù)曲線，更高階的貝塞爾函數(shù)曲線由于值過小而被忽略。由圖2 可以看出，當β=3.636 時，J7(β)≈0，J3(β)=0.404，J1(β)=J5(β)=0.096，即Eo1(t)中只包含±1、±3 和±5 階邊帶，且±3 階邊帶峰值功率最大，而更高階的邊帶由于其值過小在頻譜中沒有顯示出來。

圖1 12 倍頻OCS 光生毫米波產(chǎn)生結(jié)構(gòu)

圖2 第一類奇數(shù)階貝塞爾函數(shù)

MZM2 與MZM1 設(shè)置完全相同，射頻驅(qū)動信號Er(t)經(jīng)過電相移器（PS）相移90°后接入MZM2 兩射頻電極，且兩路反相，MZM2 的輸出光場進行貝塞爾展開后為

與式（2）相同，式（3）中n 取0、1、2。將式（2）代入式（3）化簡得

由式（4）可以看出，此時光頻譜中只存在±2 階、±6 階和±10 階邊帶。結(jié)合圖2 可知，±6 階邊帶峰值功率最大，±10 階邊帶次之，±2 階邊帶峰值功率最小。隨后，該光信號經(jīng)過摻鉺光纖放大器（EDFA）放大后借助光纖傳輸?shù)浇邮斩耍诮邮斩薖IN 光電二極管拍頻得到光生毫米波信號。忽略PIN 光電二極管噪聲影響，拍頻后光生電流為

其中R 為PIN 光電二極管響應(yīng)度。從式（5）可以看出，電流i(t)中包含4 項內(nèi)容：第1 項為直流量，會被直接濾除；后3 項分別為射頻驅(qū)動信號的4 倍頻、12倍頻和16 倍頻射頻量，4 倍頻和16 倍頻射頻量幅度相等，結(jié)合圖2 可知其值遠遠小于12 倍頻射頻量，即最終所產(chǎn)生的光生毫米波信號中以12 倍頻射頻量為主。

1.2 電、光頻譜影響因素分析

利用光學(xué)仿真軟件按照圖1 所示構(gòu)建系統(tǒng)并進行了仿真研究。仿真時除前述相關(guān)參數(shù)外，LD 中心頻率為193.1 THz，線寬為10 MHz。射頻驅(qū)動信號Er(t)頻率為5 GHz。兩個MZM 消光比設(shè)定為100 dB（理想狀態(tài)）。EDFA 增益及噪聲指數(shù)分別為20 dB 和5 dB。光纖長度設(shè)定為0 km，即進行背靠背（BTB）傳輸。PIN 光電二極管響應(yīng)度為1 A/W，暗電流為10 nA，忽略熱噪聲影響。最后，采用光譜儀和射頻儀進行頻譜觀測。

圖3(a)為采用兩級MZM 串聯(lián)所產(chǎn)生的OCS 光信號頻譜圖。從圖3(a)中可以看出，±2 階邊帶幅度幾乎可以忽略，±6 階邊帶峰值功率最大，其與±10 階邊帶的光邊帶抑制比（OSSR）為38.44 dB，該結(jié)果與式（4）理論分析完全一致。圖3(b)為利用射頻儀所觀測的電毫米波信號頻譜圖，在20 GHz（4 倍頻于射頻驅(qū)動信號）和80 GHz（16 倍頻于射頻驅(qū)動信號）處存在2個幅度相同的射頻雜散波，與60 GHz（12 倍頻于射頻驅(qū)動信號）射頻頻譜相比，射頻雜散抑制比（RFSSR）為30.7 dB，展示出了較為純凈的射頻頻譜。該結(jié)果也與式（5）所述基本一致，印證了本研究理論推導(dǎo)的正確性。

圖3 OCS 光信號頻譜圖及12 倍頻毫米波信號頻譜圖

由于實際系統(tǒng)的不理想性，MZM 消光比（ER）、電PS 的相移擾動及調(diào)制指數(shù)β 變化等因素都會對OCS 光譜及12 倍頻毫米波頻譜產(chǎn)生影響，進而影響系統(tǒng)性能。為對實際系統(tǒng)設(shè)計提供理論參考，分別探討了上述3 種因素的影響。圖4 給出了ER 變化對RFSSR 的影響。可以看出，最初階段隨著ER 增大，RFSSR 線性增大，當ER 超過30 dB 后，RFSSR 基本維持在30 dB 不再變化，故實際MZM 的ER 不應(yīng)低于30 dB。圖4 中放大插圖為ER=15 和ER=30 時所對應(yīng)的OCS 光信號頻譜圖。當ER 較小時，低階邊帶上的峰值功率較大，從而拉低了±6 階邊帶上的峰值功率，拍頻后造成RFSSR 下降。

圖4 MZM 消光比對RFSSR 的影響

圖5 所示為電PS 擾動對OSSR 和RFSSR 的影響?？梢钥闯?，OSSR 和RFSSR 基本呈現(xiàn)出對稱分布，當電PS 擾動為0（即電PS 相移為90°）時，OSSR 和RFSSR 最大，分別為37.39 dB 和30.27 dB。當OSSR和RFSSR 最低為15 dB 時，其對應(yīng)的擾動范圍分別為88.1°～91.9°和89.2°～90.9°，即該系統(tǒng)OSSR 對相移擾動有更大的承受能力，而RFSSR 對相移擾動更為敏感，其原因是PIN 光電二極管拍頻與相移有關(guān)。

圖5 電PS 擾動對OSSR 和RFSSR 的影響

圖6 所示為調(diào)制指數(shù)β 變化與OSSR 和RFSSR 的對應(yīng)關(guān)系。圖6 曲線分布與圖5 基本相似。當β=3.636時OSSR 和RFSSR 最大，分別為37.39 dB 和30.27 dB，這與圖5 的峰值相同，即都是在所有參數(shù)最優(yōu)的情況下得到的OSSR 和RFSSR。當OSSR 和RFSSR 最低為 15 dB 時，其對應(yīng)的調(diào)制指數(shù)波動范圍分別為3.58～3.70 和3.61～3.66，同樣RFSSR 對調(diào)制指數(shù)變化也較為敏感。

圖6 調(diào)制指數(shù)β 對OSSR 和RFSSR 的影響

2 RoF 全雙工系統(tǒng)

為進一步驗證本文所提的OCS 光生毫米波產(chǎn)生方案的有效性，建立了如圖7 所示的全雙工RoF 系統(tǒng)。在CS 站采用波分復(fù)用技術(shù)（WDM）實現(xiàn)±6 階上邊帶或下邊帶的單邊帶調(diào)制，以減小碼元時移效應(yīng)的影響；在BS 端結(jié)合載波重用技術(shù)實現(xiàn)上行鏈路數(shù)據(jù)傳輸，以節(jié)省BS 站激光源；在用戶端引入自零差解調(diào)技術(shù)實現(xiàn)基帶信號自解調(diào)，來降低對本地射頻源的需求。

CS 站發(fā)射機采用圖1 所示結(jié)構(gòu)，產(chǎn)生以±6 階邊帶為主的光OCS 載波。經(jīng)EDFA 放大后，利用WDM技術(shù)經(jīng)分插復(fù)用器（DEMUX）將±6 階邊帶濾出，通過合理設(shè)置DEMUX 帶寬，將±10 階邊帶濾除，使光頻譜更為純凈，更容易拍頻產(chǎn)生純凈的射頻信號。隨后，采用幅度調(diào)制（AM）將基帶信號S(t)加載到+6階邊帶上，再與-6 階邊帶通過合波器（MUX）進行合波，實現(xiàn)單邊帶調(diào)制，進而可有效降低碼元時移效應(yīng)的影響。信號經(jīng)下行鏈路光纖傳輸后到達BS 站，由功率分束器（PowerS）將光信號分成兩路，一路經(jīng)PIN 光電二極管拍頻產(chǎn)生電射頻信號，并經(jīng)過發(fā)射天線傳輸?shù)接脩舳耍ㄔ撃K仿真時省略）。到達用戶端后，采用自零差解調(diào)技術(shù)實現(xiàn)基帶信號解調(diào)，通過低通濾波器（LPF1）濾波后進行系統(tǒng)性能觀測。由PowerS分出的另一路光信號借助DEMUX 將未調(diào)制的-6 階邊帶取出，作為上行鏈路載波使用。該載波與用戶端數(shù)據(jù)S1(t)進行AM 調(diào)制后上行傳輸，到達CS 站經(jīng)PIN2光電轉(zhuǎn)換，再經(jīng)LPF2 濾波后送至BERT2 進行系統(tǒng)性能觀測。仿真時下行鏈路S(t)數(shù)據(jù)速率為3 Gb/s，上行鏈路S1(t)數(shù)據(jù)速率為2 Gb/s。DEMUX 帶寬為10 GHz，中心頻率分別與±6 階邊帶對應(yīng)。光纖衰減系數(shù)為0.2 dB/km，色散系數(shù)為16.75 ps/(nm·km)，色散斜率為0.075 ps/(nm2·km)，有效纖芯面積為80 μm2，ER、相移及調(diào)制指數(shù)β 采用最優(yōu)值，其他參數(shù)與前文相同。

圖7 全雙工RoF 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

圖8 為下行和上行鏈路在不同傳輸距離時所對應(yīng)的眼開度代價。可以看出，眼開度代價隨傳輸距離增大而增大。當傳輸距離小于30 km 時，下行鏈路眼開度代價較大，傳輸距離超過30 km 后上行鏈路眼開度代價高于下行鏈路。在眼開度代價為1 dB 時，上行鏈路傳輸距離為35 km，而下行鏈路則達到44 km，表現(xiàn)出了較好的系統(tǒng)性能。圖8 中放大插圖分別為1 dB眼開度代價時下行鏈路和上行鏈路所對應(yīng)的眼圖。

圖9(a)展示了下行鏈路接收機光功率與BER 的對應(yīng)關(guān)系，而圖9(b)則展示了上行鏈路接收機光功率與BER 的對應(yīng)關(guān)系。從圖9(a)可以看出，BTB 傳輸和30 km 距離傳輸時BER 都隨接收機光功率增大而減小。當BER=10-9時，BTB 傳輸所對應(yīng)的接收機光功率為-37.18 dBm，而傳輸30 km 后所對應(yīng)的接收機光功率為-36.39 dBm，功率代價為0.79 dB。上行鏈路功率代價更小，僅為0.07 dB，如圖9(b)所示。整體而言，此全雙工RoF 系統(tǒng)性能較為優(yōu)秀。

圖8 眼開度代價隨傳輸距離變化曲線

3 結(jié)論

本文提出了一種基于級聯(lián)MZM 的OCS 光生毫米波實現(xiàn)方案及全雙工RoF 系統(tǒng)。本方案通過設(shè)置MZM偏置電壓和射頻驅(qū)動信號幅度，只保留±6 階光邊帶，再結(jié)合PIN 光電二極管拍頻產(chǎn)生12 倍頻毫米波信號。在理想狀態(tài)下其對應(yīng)的OSSR 和RFSSR 分別為38.44 dB和30.7 dB。在此基礎(chǔ)上分別探討了ER、電PS 擾動及調(diào)制指數(shù)β 對OSSR 和RFSSR 的影響，仿真結(jié)果表明ER 影響較小，而電PS 擾動及調(diào)制指數(shù)β 波動需進行控制。結(jié)合WDM 技術(shù)、波長重用技術(shù)及自零差解調(diào)技術(shù)，進行了基于本方案的全雙工RoF 系統(tǒng)研究，結(jié)果顯示傳輸30 km 時下行鏈路和上行鏈路對應(yīng)的功率代價分別為0.79 dB 和0.07 dB。該12 倍頻OCS 光生毫米波產(chǎn)生方案實現(xiàn)結(jié)構(gòu)簡單、倍頻系數(shù)大、頻譜高效且純凈，仿真結(jié)果表明基于該方案的全雙工RoF系統(tǒng)傳輸性能較為優(yōu)秀，能夠有效滿足RoF 通信需求。