白國(guó)軍

廣東省珠海市質(zhì)量計(jì)量監(jiān)督檢測(cè)所，廣東珠海 519000)

0 引言

永磁同步電機(jī)矢量控制系統(tǒng)因其高效節(jié)能、高轉(zhuǎn)矩密度、寬轉(zhuǎn)速范圍及良好的控制性能,已在新能源汽車(chē)領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。車(chē)用特點(diǎn)對(duì)電機(jī)控制功能和性能提出諸多嚴(yán)格要求，而工業(yè)變頻調(diào)速領(lǐng)域比較成熟的常規(guī)電機(jī)控制技術(shù)已無(wú)法滿足新能源汽車(chē)的需求。因此，需要結(jié)合車(chē)用特點(diǎn)，研發(fā)新能源車(chē)用高端電機(jī)控制技術(shù)。本文作者針對(duì)某公司技術(shù)中心自主開(kāi)發(fā)的離合器耦合式電機(jī)(Clutch Coupled Motor,CCM)系統(tǒng)，開(kāi)發(fā)一種針對(duì)永磁同步電機(jī)的性能提升控制技術(shù)，能有效提升電機(jī)的性能輸出。

1 CCM電機(jī)系統(tǒng)描述

整車(chē)混合動(dòng)力總成系統(tǒng)構(gòu)型主要包括2.0T-GDI發(fā)動(dòng)機(jī)、離合器耦合式電機(jī)及其逆變器、7速濕式雙離合變速器和鋰離子動(dòng)力電池，整車(chē)采用P2構(gòu)型，混合度較高，具備混合動(dòng)力所有的功能。圖1是CCM電機(jī)外形圖，圖2所示為CCM電機(jī)定轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)圖，采用集中繞組形式，20極30槽配合，功率密度和扭矩密度較高，但轉(zhuǎn)矩波動(dòng)較大[1]。

圖1 CCM電機(jī)外形 圖2 CCM電機(jī)定轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)

2 最優(yōu)電流控制軌跡規(guī)劃

2.1 MTPA軌跡規(guī)劃(動(dòng)力性模式)

Te=1.5×pn×Iq×[ψf+(Ld-Lq)·Id]

(1)

?(T*/Is)/?Id=0

(2)

?(T*/Is)/?Iq=0

(3)

式中：Is為相電流。

圖3 MTPA控制電流軌跡理論分析

2.2 MTR軌跡規(guī)劃(舒適性模式)

在典型的車(chē)用永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)中，由于轉(zhuǎn)矩波動(dòng)會(huì)導(dǎo)致控制性能下降，引起噪聲和震動(dòng)，繞組損耗會(huì)降低能量利用率，這些問(wèn)題是開(kāi)發(fā)高可靠性和高效率的電機(jī)控制系統(tǒng)應(yīng)該避免的。采用最小轉(zhuǎn)矩波動(dòng)(Minimum Torque Ripple, MTR)控制, 通過(guò)合理地分配電流矢量大小和控制角度[arctan(Id/Iq)]最小化相應(yīng)的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)和最低的繞組損耗，從而提高車(chē)用永磁同步電機(jī)控制性能，提高能量利用率和整車(chē)舒適性。

電機(jī)控制策略根據(jù)不同工況在MTPA和MTR控制之間進(jìn)行切換，使用MTPA控制以減小損耗增加扭矩輸出，使用MTR控制以減小轉(zhuǎn)矩波動(dòng)，如圖4所示。

圖4 采用MTPA控制與MTR控制時(shí)的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)MAP

3 低速增扭控制

為了繼續(xù)提升低速峰值輸出扭矩，滿足整車(chē)的加速性能需求，在使用MTPA控制方法的同時(shí)，本文作者提出一種Torque Boost扭矩提升控制方法。由于受到IGBT模塊耐電流能力Iigbt-max-peak的限制，如果采用正弦波電流矢量控制方式，扭矩將無(wú)法繼續(xù)提升。如圖5—圖6所示，控制電機(jī)輸出峰值扭矩時(shí)，在一個(gè)電周期內(nèi)，Imax只在6個(gè)位置達(dá)到了Iigbt-max-peak值，其余位置下IGBT的電流能力都沒(méi)有得到充分發(fā)揮。因此，通過(guò)控制電流矢量，使Imax始終能達(dá)到Iigbt-max-peak值，即可輸出理論上的最大峰值輸出扭矩，使扭矩輸出提升4.9%。其中：Imax=max[abs(Ia),abs(Ib),abs(Ic)]

圖5 電流波形與IGBT耐電流能力的關(guān)系

圖6 電流波形與Kboost值的關(guān)系

為實(shí)現(xiàn)峰值扭矩輸出時(shí)，Imax在電周期內(nèi)所有位置都達(dá)到Iigbt-max-peak值，采用如圖7所示的Torque Boost控制方法。該方法只在低速大扭矩工況下使用，以滿足整車(chē)加速性要求。在小扭矩工況和高速工況時(shí)，不使用Torque Boost控制方法，采用常規(guī)正弦波電流控制，此時(shí)Kboost值為零。Torque Boost控制方法的實(shí)現(xiàn)原理如下：隨著扭矩需求不斷增大，Kboost逐漸由0變到1，逐漸由正弦波變?yōu)樘菪尾ǎ猿浞掷肐GBT的電流能力，增大扭矩輸出。

對(duì)上述算法進(jìn)行臺(tái)架試驗(yàn)驗(yàn)證得知，在電流指令不變的情況下逐漸提高Kboost系數(shù)，電流波形逐漸趨于梯形波而峰值保持不變，輸出扭矩逐漸升高,驗(yàn)證了所開(kāi)發(fā)功能算法的有效性[2]。

圖7 Torque Boost功能框圖

4 高調(diào)制率PWM策略

IPMSM高速段的恒功率特性和最高工作轉(zhuǎn)速主要受限于電機(jī)相電壓峰值Ur_max的限制，在母線電壓Udc一定的情況下，Ur_max主要取決于所使用PWM的調(diào)制率。因此，高調(diào)制率PWM策略有助于提高電機(jī)系統(tǒng)的輸出功率和最高轉(zhuǎn)速。

4.1 常規(guī)SVPWM調(diào)制

圖8 基本電壓矢量

4.2 六步法調(diào)制

在PMSM高速運(yùn)行時(shí)，通常采用類(lèi)似于直接轉(zhuǎn)矩控制的電壓矢量控制模式，此時(shí)的調(diào)制方式稱為六步法調(diào)制。其特點(diǎn)是在每個(gè)調(diào)制周期只有一個(gè)非零電壓矢量作用。對(duì)相電壓波形進(jìn)行傅里葉分析可知基波分量幅值為

所以六步法對(duì)應(yīng)的調(diào)制率為0.636 6。

4.3 過(guò)調(diào)制

介于SVPWM和六步法調(diào)制之間的區(qū)域?yàn)檫^(guò)調(diào)制區(qū)，隨著過(guò)調(diào)制率的提高，電壓利用率可達(dá)到0.577 4～0.636 6，最終進(jìn)入六步調(diào)制區(qū)。即：Ur_overmodulation_max=0.577 4～0.636 6Udc由于在六步調(diào)制方式下，電壓矢量的調(diào)整只有一個(gè)自由度，分別控制Id和Iq的電流矢量控制模式已經(jīng)不再適用。同時(shí)，由于電流波形正弦度變差，帶來(lái)較大的諧波和鐵損。因此，本文作者在高速弱磁區(qū)使用過(guò)調(diào)制方法(調(diào)制率使用到0.605 7，在第4.3.2節(jié)說(shuō)明原因)，非弱磁區(qū)使用SVPWM調(diào)制方法。即：

圖9 文中過(guò)調(diào)制算法中等效電壓矢量選取示意

表1 過(guò)調(diào)制算法期待的電壓矢量與實(shí)際采用的電壓矢量對(duì)應(yīng)關(guān)系

(4)

5 電壓矢量弱磁控制

針對(duì)永磁同步電機(jī)弱磁控制，目前國(guó)內(nèi)外廣泛采用基于負(fù)Id補(bǔ)償弱磁法。但由于它本質(zhì)上屬于電流矢量控制，未解決弱磁區(qū)內(nèi)既要獨(dú)立調(diào)節(jié)Id和Iq、又要滿足控制端電壓Us不飽和(即：Us≤Ur _max)的矛盾，導(dǎo)致系統(tǒng)存在失控風(fēng)險(xiǎn)。為避免電壓飽和失控，通常預(yù)留電壓余量Umargin用于電流環(huán)PI調(diào)節(jié)，從而導(dǎo)致控制可用端電壓Us進(jìn)一步減小。即：Us=Udc·KPWM-Umargin。

文中提出一種如圖10所示的電壓矢量弱磁控制方法，具有以下技術(shù)特點(diǎn)：

(1)采用電壓矢量控制，利用估算扭矩對(duì)轉(zhuǎn)矩指令進(jìn)行直接閉環(huán)控制；

(2)可取消Umargin，從而提高電壓利用率；

(3)解決了弱磁區(qū)內(nèi)控制端電壓Us飽和的問(wèn)題，提高了弱磁穩(wěn)定性，可實(shí)現(xiàn)高倍深度弱磁；

(4)在弱磁區(qū)內(nèi)電壓矢量幅值維持最大可用值，通過(guò)調(diào)節(jié)電壓矢量相位φ實(shí)現(xiàn)對(duì)扭矩的動(dòng)態(tài)控制。

圖10 基于電壓矢量控制的閉環(huán)弱磁控制原理

根據(jù)電壓方程可得：

(5)

(6)

其中：φ為d軸與電壓矢量的夾角；Ld為直軸電感；Lq為交軸電感。

當(dāng)高速弱磁時(shí),可忽略Rs的影響，得：

(7)

(8)

(9)

(10)

對(duì)由上述方程組所確定的數(shù)學(xué)模型，通過(guò)理論分析可得如圖11所示的電機(jī)相電流、輸出轉(zhuǎn)矩、弱磁電流Id分別與電壓相位角的關(guān)系。同時(shí)圖中給出了臺(tái)架試驗(yàn)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比，可知理論分析與試驗(yàn)數(shù)據(jù)基本一致，從而驗(yàn)證了所開(kāi)發(fā)功能算法的有效性。

圖11 電流、轉(zhuǎn)矩隨電壓相角變化關(guān)系

可得到如下弱磁區(qū)內(nèi)的重要結(jié)論：

(1)電壓相角φ=90°時(shí),轉(zhuǎn)矩輸出為0。當(dāng)φ由90°增加時(shí)，轉(zhuǎn)矩為正，當(dāng)φ由90°減小時(shí)，轉(zhuǎn)矩為負(fù)。當(dāng)電壓相角增加到某一值時(shí)，達(dá)到轉(zhuǎn)矩最大值。

(2)電壓相角φ由90°開(kāi)始增加時(shí)，Is由極小值逐漸增加，因此，需限制電壓相角范圍，保證系統(tǒng)電流維持在允許范圍內(nèi)，即：Uphase_Limit_L≤U≤Uphase_Limit_H。

(3)電壓相角φ由90°開(kāi)始增加時(shí)，d軸弱磁電流逐漸增大，此時(shí)也要注意將弱磁電流限定在永磁體允許的范圍內(nèi)，避免轉(zhuǎn)子永磁體退磁。

(4)隨著轉(zhuǎn)速升高，轉(zhuǎn)矩最大時(shí)電壓相角逐漸降至180°，如圖12所示。

圖12 不同轉(zhuǎn)速下轉(zhuǎn)矩與電壓相角關(guān)系

6 結(jié)論

提出若干針對(duì)IPMSM的高性能控制技術(shù)，通過(guò)不同模式下的最優(yōu)電流控制軌跡規(guī)劃兼顧了動(dòng)力性模式下對(duì)輸出扭矩的需求和舒適性模式下對(duì)低轉(zhuǎn)速波動(dòng)的需求。使用低速增扭控制可以在MTPA控制的基礎(chǔ)上進(jìn)一步提高電機(jī)的扭矩輸出能力。采用高調(diào)制率的PWM策略可以有效地提高電壓利用率，從而提高電機(jī)系統(tǒng)的功率輸出能力，提高系統(tǒng)效率。所開(kāi)發(fā)的基于電壓矢量的弱磁控制方法有效地克服了傳統(tǒng)弱磁控制方法所存在的問(wèn)題。臺(tái)架標(biāo)定和性能試驗(yàn)數(shù)據(jù)與理論分析基本一致，驗(yàn)證了所提出技術(shù)的有效性和先進(jìn)性。