桂 盛，王 勇

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州225101)

0 引 言

隨著電子戰(zhàn)技術(shù)的不斷進步，電子戰(zhàn)系統(tǒng)對寬帶變頻系統(tǒng)的指標要求越來越高，體積小、重量輕及可靠性高已成為通用要求。砷化鎵場效應(yīng)元件(Ga As FET)、單片微波集成電路(MMIC)及多芯片組件(MMCM)等新器件和新工藝的快速發(fā)展，為高性能和小型化微波組件的設(shè)計及實現(xiàn)提供了技術(shù)支撐。

本文采用計算機優(yōu)化設(shè)計，基于MMCM集成技術(shù)，結(jié)合微波組件電磁兼容設(shè)計方法，實現(xiàn)了一種小型化超寬帶變頻組件。

1 方案選擇

如圖1所示，0.3～18 GHz小型化超寬帶變頻組件由靈敏度控制電路、頻率預(yù)選電路及變頻電路三部分組成，具體包括限幅器、開關(guān)、放大器、濾波器及混頻器等多種集成電路。

圖1中，外部天線輸入信號與內(nèi)部自校準信號通過開關(guān)切換，保證工作通道內(nèi)所有微波器件均能進行幅度及相位校準，確保自校準功能的準確性。根據(jù)輸入信號的功率電平，經(jīng)過靈敏度控制，使進入頻率預(yù)選電路的信號功率始終處于一個固定的功率電平范圍內(nèi)。頻率預(yù)選電路中，將0.3～18 GHz信號分成多個子頻段，在快速掃描模式下依次選通不同頻段進行外部信號搜索，同時也保證在搜索過程中無虛假信號的產(chǎn)生。變頻電路通過選擇合適的本振頻率，確保變頻過程中的雜散及虛假信號的抑制滿足要求。

圖1 變頻組件組成框圖

2 技術(shù)設(shè)計

2.1 變頻組件的低雜散設(shè)計

組件接收到0.3～18 GHz的射頻信號后，經(jīng)過頻率預(yù)選電路將輸入信號分為11個子頻段，如圖2所示。頻率預(yù)選電路的輸出信號經(jīng)二次變頻后，輸出頻率為960±F0MHz的中頻信號，根據(jù)不同頻段的應(yīng)用需求，F(xiàn)0分別對應(yīng)不同的中頻帶寬，變頻電路原理框圖如圖3所示。雜散抑制是考量變頻方案是否優(yōu)劣的最好判定依據(jù)，以6～18 GHz頻段為例，將選用混頻器的典型交調(diào)雜散參數(shù)(如表1、表2所示)作為參考，對該電路雜散進行計算和仿真，如圖4、圖5所示。

如圖4所示，6～18 GHz一次變頻時，當進入混頻器的輸入射頻信號為-10 d Bm、本振信號為13 d Bm時，輸出1.5～3.5 GHz頻段內(nèi)，主信號功率約為-20 dBm，最高雜散約為-80 dBm，達到-60 d Bc。如圖5所示，6～18 GHz二次變頻時，當進入混頻器的輸入射頻信號為-10 dBm、本振信號為13 d Bm 時，輸出710～1 210 MHz頻段內(nèi)，主信號功率約為-20 dBm，最高雜散為-90 dBm，達到-70 dBc。帶外近端雜散有本振泄露、射頻泄露、三階交調(diào)等，這些信號均可采用帶通濾波器抑制。

2.2 金絲鍵合線補償電路研究

圖2 頻率預(yù)選電路框圖

圖3 變頻電路框圖

表1 混頻器HMC773典型性能參數(shù)表

表2 混頻器HMC213MS8典型性能參數(shù)表

圖4 6～18 GHz頻段一次變頻的雜散仿真圖

圖5 6～18 GHz頻段二次變頻的雜散仿真圖

0.3～18 GHz超寬帶變頻組件的小型化設(shè)計是本組件實現(xiàn)過程中的主要難點。為了實現(xiàn)小型化這個目標，組件充分利用了MMCM微組裝工藝帶來的優(yōu)勢，采用金絲鍵合或金帶鍵合的方法實現(xiàn)MMIC與MMIC、片式電容及微帶電路間的信號互連。金絲鍵合的傳輸特性是影響組件微波性能的一個關(guān)鍵因素，其鍵合長度、拱高、跨距和鍵合一致性等參數(shù)均對微波性能具有很大的影響[1]，本組件在設(shè)計時重點對金絲鍵合線補償電路開展了研究。

圖6 金絲線鍵合互連結(jié)構(gòu)示意圖

如圖7所示，對于金絲線鍵合互連模型，其等效電路可以簡單地采用并聯(lián)電容C、串聯(lián)電感L 和串聯(lián)電阻R 組成的低通濾波器網(wǎng)絡(luò)來表示[2]。其中串聯(lián)電感L對金絲線鍵合性能的影響最大，而并聯(lián)電容C 因為其數(shù)值較小，對電路性能的影響不明顯，通?？梢院雎圆挥?。

圖7 金絲線鍵合互連模型的等效電路

對于自由空間中長度l、直徑d的圓形鍵合線，其電感L和串聯(lián)電阻R可分別用以下式表示[2]：

當d/d s≤3.394時，有：

當d/d s≥3.394時，有：

式中：μ0為空氣介質(zhì)的導(dǎo)磁率(μ0=4π×10-7H/m)；μr和ρ分別為鍵合線材料的相對導(dǎo)磁率和電阻率；d s為鍵合線的趨膚深度(d s∝1/，f為頻率)。

根據(jù)以上公式可知，當鍵合金絲線的長度越短、直徑越大時，鍵合互連的微波特性越好；與此相反，當鍵合金絲線的長度越長、直徑越小時，鍵合互連的微波特性越差。

基于上述結(jié)論，為明顯提升微波特性，一方面，可以采用2根或多根并行鍵合線實現(xiàn)鍵合互連從而降低金絲線的寄生電感、提升鍵合可靠性[1]；另一方面，可以采用電容補償結(jié)構(gòu)，即增加耦合電容來補償鍵合線的寄生電感效應(yīng)[3]。本組件設(shè)計時在三維電磁仿真軟件HFSS中分別對上述2個方面進行了建模仿真，其中鍵合線金絲鍵合數(shù)目是分別是1根和3根，直徑0.025 mm，長度0.3 mm，如圖8～圖9所示。相對于圖8所示模型的微波傳輸特性，圖9采用的3根鍵合金絲線互連結(jié)構(gòu)，結(jié)合所設(shè)計的電容補償結(jié)構(gòu)，在30 GHz以下頻段，其回波損耗指標優(yōu)化10 dB 以上，顯著改善了傳統(tǒng)金絲鍵合工藝的微波傳輸特性。

圖8 1根金絲鍵合(未采用電容補償結(jié)構(gòu))模型及微波傳輸特性仿真圖

圖9 3根金絲鍵合(采用電容補償結(jié)構(gòu))模型及微波傳輸特性仿真圖

2.3 組件的電磁兼容設(shè)計

變頻組件中存在著射頻信號、控制及電源信號的交叉?zhèn)鲗?dǎo)，電磁環(huán)境比較復(fù)雜，因此在設(shè)計階段，必須充分考慮到電磁兼容的設(shè)計。

腔體布局需重點考慮腔體效應(yīng)帶來的電磁場分布及腔體諧振對組件性能及可靠性的影響。本組件采用三維電磁場仿真軟件(HFSS)，將腔體和器件建模，對微波組件進行場分析仿真，觀察腔體內(nèi)電磁場分布情況，盡量避免腔體的第一諧振頻率落在組件工作頻帶內(nèi)[4]。此外，腔體布局還應(yīng)考慮輸入射頻信號及本振信號的泄露問題，所以腔體的屏蔽設(shè)計也尤為重要。

變頻組件工作頻帶寬、增益高、腔體結(jié)構(gòu)復(fù)雜，并且控制信號線復(fù)雜，所以組件內(nèi)比較容易出現(xiàn)由控制信號線引入的低頻干擾信號。為了消除低頻干擾隱患，控制信號線需合理布局，同時需在控制信號線上加低頻和高頻旁路去耦電容。對于共用電源及控制信號的不同微波器件，其偏置電路間需串接電磁兼容濾波器或者射頻扼流線圈，避免信號在不同微波器件之間形成放大環(huán)路，產(chǎn)生自激信號。

3 設(shè)計實現(xiàn)及測試結(jié)果

針對變頻組件的小型化設(shè)計要求，根據(jù)不同微波器件的封裝形式和裝配工藝，變頻組件選用了不同介電常數(shù)的微波基板來實現(xiàn)各級功能電路，基于MEMS工藝的濾波器和MMCM微組裝工藝，為小型化微波組件的實現(xiàn)奠定了良好的基礎(chǔ)。本組件中，6～18 GHz頻段內(nèi)的頻率預(yù)選電路選用了相應(yīng)頻率的MEMS濾波器組，其體積僅為傳統(tǒng)腔體結(jié)構(gòu)濾波器組體積的25%。實物0.3～18 GHz變頻組件外形圖如圖10所示，所能達到的主要技術(shù)指標如表3所示。

圖10 0.3～18 GHz變頻組件實物外形圖

表3 變頻組件主要技術(shù)指標列表

4 結(jié)束語

0.3～18 GHz超寬帶變頻組件具有小型化、模塊化和通用化的特點，符合小型化整機的安裝要求。該小型化微波組件的成功實現(xiàn)對進一步探索超寬帶及多功能超級微波組件的實現(xiàn)起到了一定的技術(shù)參考作用。