董 棟,劉天保,劉立群,劉春霞,衛(wèi)璐璐

(太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，太原 030024)

微電網(wǎng)發(fā)配電系統(tǒng)既可以和外部電網(wǎng)相配合發(fā)電，也可以通過自身發(fā)電單獨(dú)運(yùn)行，是現(xiàn)代化智能發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分[1]，是當(dāng)前新型用戶及分布式新能源的主要供電形式之一。微電網(wǎng)的控制模式主要分為三種，第1種是直流性微電網(wǎng)，第2種是交流微電網(wǎng)，第3種是交直流混合型微電網(wǎng)。隨著分布式新能源的利用和大量電動(dòng)汽車的接入等因素影響，交流微電網(wǎng)和直流微電網(wǎng)都不能夠有效地滿足當(dāng)前用戶對(duì)電力系統(tǒng)的需求，于是交直流混合微電網(wǎng)應(yīng)運(yùn)而生[2]。

交直流混合微電網(wǎng)主要分為交流母線、直流母線和AC/DC雙向變換器。其中，AC/DC雙向功率變換器是實(shí)現(xiàn)交直流微網(wǎng)功率雙向流通的核心裝置，由于交流母線和直流母線子網(wǎng)負(fù)荷的波動(dòng)性和不確定性，AC/DC雙向功率變換器要在整流和逆變狀態(tài)下根據(jù)實(shí)際的工作情況進(jìn)行切換，保證交直流母線的電壓穩(wěn)定，以實(shí)現(xiàn)功率的守恒，從而保證交直流母線的電壓質(zhì)量以及微電網(wǎng)安全可靠地運(yùn)行。

目前大量使用的AC/DC雙向功率變換器中，僅僅在直流微電網(wǎng)中考慮AC/DC雙向功率變換器的控制策略，不存在以混合型為基礎(chǔ)的交直流微電網(wǎng)變換器[3]。在交直流混合型微電網(wǎng)中應(yīng)用的變換器并未考慮功率的雙向流動(dòng)的控制策略[4]。針對(duì)上述情況，本文提出一種雙閉環(huán)控制策略，該策略可以使交直流混合微電網(wǎng)產(chǎn)生的誤差被無靜差跟蹤消除，并實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)。

1 AC/DC雙向功率變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.1 交直流混合微電網(wǎng)的結(jié)構(gòu)

文獻(xiàn)[5]對(duì)常見的交直流混合微電網(wǎng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了總結(jié)。在四種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，第四種系統(tǒng)中交流子系統(tǒng)和直流子系統(tǒng)容量相對(duì)均衡，結(jié)合了前三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)，如圖1所示，交直流母線在輸送功率的同時(shí)還能夠允許接納多種負(fù)荷，適應(yīng)性強(qiáng)，將并網(wǎng)點(diǎn)設(shè)置在交流測(cè)，降低了控制難度。

1.2 AC/DC雙向功率變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

AC/DC雙向功率變換器在交直流混合型微電網(wǎng)運(yùn)行過程中應(yīng)結(jié)合子網(wǎng)的實(shí)際運(yùn)行狀態(tài)的決定工作模式是逆變形式還是整流模式。從而維持直流母線側(cè)的電壓穩(wěn)定運(yùn)行，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)了交直流母線間的功率雙向流動(dòng)。而依據(jù)交直流子網(wǎng)負(fù)荷類型，本次設(shè)計(jì)的AC/DC雙向變換器結(jié)構(gòu)將采用三相半橋式電壓源型變換器結(jié)構(gòu)[6]，其濾波器結(jié)構(gòu)采用的是LC濾波器[7]，具體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖1 交直流混合微電網(wǎng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 AC/DC雙向功率變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

其中圖2的ua、ub、uc和ia、ib、ic表示的是交流母線的三相電壓和三相電流，ea、eb、ec分別表示輸入半橋式電壓源型變換器的三相電壓，idc和udc則為直流側(cè)的電壓和電流，而iL表示的是負(fù)載電流。為了簡(jiǎn)化直流子網(wǎng)，采用直流電壓源Edc和負(fù)載RL來模擬整個(gè)直流子網(wǎng)，使得整個(gè)系統(tǒng)清晰明了，不會(huì)失去精準(zhǔn)性；而有效地濾除變換器所產(chǎn)生的高次諧波分量是由濾波電路完成的，從而降低電流流經(jīng)變換器所產(chǎn)生的畸變率。根據(jù)濾波器的種類和特點(diǎn)，選取了LC型濾波電路作為交直流混合微電網(wǎng)的濾波電路，La、Lb、Lc和Ca、Cb、Cc組成了交流子網(wǎng)的濾波電路；其中O為濾波電容的中性點(diǎn)。Ra、Rb、Rc分別表示了濾波電抗的相應(yīng)等效電阻。而圖中的S1—S6為開關(guān)管則是由續(xù)流二極管和IGBT并聯(lián)組成。在進(jìn)行控制策略的研究之前，規(guī)定交流電壓為三相平衡交流電壓，可以看出不考慮濾波電路的磁路飽和以及開關(guān)管以及不計(jì)其開關(guān)過程及損耗是理想的。

2 混合微電網(wǎng)AC/DC雙向功率變換器數(shù)學(xué)建模的建立

2.1 在三相靜止ABC坐標(biāo)系中的建模

利用開關(guān)函數(shù)Sk來表示開關(guān)管運(yùn)行的狀態(tài)，這里面k=a，b，c分別對(duì)應(yīng)三相系統(tǒng)，從而Sk函數(shù)如下式：

(1)

相電壓和直流電壓的關(guān)系如表1所示。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律在圖2可以得到a相電路方程：

(2)

其中s1為開關(guān)管的上橋臂，s4則為開關(guān)管的下橋臂。當(dāng)s1導(dǎo)通s4關(guān)斷的時(shí)候，sa=1，uaN=udc;當(dāng)s1關(guān)斷s4導(dǎo)通時(shí)，sa=0，uaN=0;得到uaN=udcsa，a相的電路方程變?yōu)椋?/p>

(3)

表1 相電壓和直流電壓的關(guān)系

同樣可得到b、c相的方程為：

(4)

由于本文針對(duì)的是三相對(duì)稱平衡系統(tǒng)，即：

(5)

綜合式(2)～式(5)可得：

(6)

直流子網(wǎng)側(cè)的電流可表示為：

idc=iasa+ibsb+icsc

(7)

根據(jù)基爾霍夫電流定律可得直流子網(wǎng)的方程為：

(8)

由上面可以得出，三相AC/DC雙向功率變換器在靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

(9)

2.2 兩相同步旋轉(zhuǎn)d/q坐標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型

在abc三相靜止坐標(biāo)系下盡管三相半橋電路的數(shù)學(xué)模型較為清晰，但由上面2個(gè)式子可以看到，明顯存在交流不同相中間存在耦合關(guān)系。這讓控制帶來了很大的難度。為簡(jiǎn)單控制并且實(shí)現(xiàn)解耦，可以將Park變換該模型，使他們?cè)赼bc三相靜止坐標(biāo)系到dq兩相的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下轉(zhuǎn)換[8-10]，其中旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系旋轉(zhuǎn)角速度ω為同步轉(zhuǎn)速。坐標(biāo)變換見圖3.

圖3 坐標(biāo)變換

通過等功率來變換矩陣可以得到下式：

(10)

將式(9)和(10)進(jìn)行坐標(biāo)變換后我們可以得到三相半橋電路的數(shù)學(xué)模型(在dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)軸下)：

(11)

式中：ud和id是交流子網(wǎng)側(cè)電壓和電流的d軸分量；uq和iq是交流子網(wǎng)側(cè)電壓和電流的q軸分量。

2.3 AC/DC雙向功率變換器的控制方法

電壓型AC/DC雙向功率變換器(同步旋轉(zhuǎn)d/q坐標(biāo)系下)的模型可描述為：

(12)

(13)

式中：p為微分因子。

由式(13)可以觀察到，經(jīng)過d/q軸解耦的過程導(dǎo)致電壓型AC/DC變換器的電流的d和q軸互相耦合，整個(gè)控制變得更加的復(fù)雜。因此本文利用了前饋解耦的方式來解除耦合，并且在此基礎(chǔ)上通過PI控制器進(jìn)行電流控制，這時(shí)ud和uq可分別表示為：

(14)

式中：Kii和Kip為電流內(nèi)環(huán)的積分和內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)，id·ref和iq·ref分別是id和iq的電流指令值。

由(13)，(14)可以得出：

(15)

由式(16)可知，通過這種策略可以解除d、q軸的耦合，使得控制器控制不至于太過復(fù)雜。因此利用電流電壓雙閉環(huán)控制策略來控制變換器的運(yùn)行[11-12]，如圖4：

圖4 控制框圖

由圖4中可以看出，通過電壓電流雙閉環(huán)控制和PI解耦控制可以使得當(dāng)直流側(cè)因?yàn)樨?fù)荷的切入或者切除以及分布式發(fā)電的接入而引起的波動(dòng)，進(jìn)而導(dǎo)致直流子網(wǎng)通過AC/DC變換器吸收或者發(fā)出有功功率，以上述為例，通過穩(wěn)定預(yù)先設(shè)定的參考值(uq·ref)，同時(shí)也可以將直流母線電流穩(wěn)定在id·ref，設(shè)定id的參考值為id·ref=0(純有功功率)。

當(dāng)直流子網(wǎng)的負(fù)荷增加或者直流子網(wǎng)側(cè)分布式電源出力減少時(shí)，將會(huì)導(dǎo)致直流母線的電壓下降，進(jìn)而會(huì)導(dǎo)致直流母線的電壓小于參考值，即ud·ref-udc>0此時(shí)會(huì)觸發(fā)AC/DC雙向功率變換器工作于整流模式，會(huì)在此基礎(chǔ)上使得其恢復(fù)到正常電壓；當(dāng)直流子網(wǎng)的負(fù)荷減少或者直流子網(wǎng)側(cè)分布式電源出力增多時(shí)，將會(huì)導(dǎo)致直流母線的電壓上升，進(jìn)而會(huì)導(dǎo)致直流母線的電壓大于參考值，即ud·ref-udc<0此時(shí)會(huì)觸發(fā)AC/DC雙向功率變換器工作于逆變模式，交流子網(wǎng)向直流子網(wǎng)獲取有功功率來幫助直流子網(wǎng)恢復(fù)到穩(wěn)定的電壓。

綜上所述，雙閉環(huán)的控制策略可以有效地幫助直流母線電壓運(yùn)行在一個(gè)穩(wěn)定的狀態(tài)，并且設(shè)計(jì)的AC/DC變換器能夠根據(jù)不同的情況工作在不同的工作狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)了交直流混合母線間的功率雙向流動(dòng)。

3 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提出的AC/DC雙向功率變換器的結(jié)構(gòu)功能，以Matlab/Simulink為基礎(chǔ)搭建模型進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，如圖5所示，其控制策略仿真模型如圖6所示。

圖5 系統(tǒng)仿真模型

圖6 控制策略仿真模型

該系統(tǒng)的仿真模型參數(shù)表2所示。

0～1.5 s時(shí)，直流子網(wǎng)沒有負(fù)荷投入，AC/DC變換器運(yùn)行于逆變模式；當(dāng)運(yùn)行1.5～3 s的時(shí)候，AC/DC直流子網(wǎng)開始投入負(fù)荷運(yùn)行，此時(shí)的雙向功率變換器是在整流模式下運(yùn)行的。

表2 系統(tǒng)仿真模型的參數(shù)

圖7為AC/DC雙向功率變換器交流測(cè)有功功率的輸出波形；圖8為直流子網(wǎng)的電壓波形；圖9為交流子網(wǎng)A相的相電流波形圖；圖10則為直流子網(wǎng)A相的相電流波形圖。

由波形圖可知，0～1.5 s時(shí)，交流子網(wǎng)從直流子網(wǎng)中利用AC/DC變換器獲得了有功功率，此時(shí)的AC/DC變換器工作模式是逆變模式；在1.5 s時(shí)，直流子網(wǎng)側(cè)接入負(fù)載，導(dǎo)致直流子網(wǎng)的電壓迅速下降。而在這個(gè)時(shí)候AC/DC變換器是在整流模式下運(yùn)行的。通過交換器，交流子網(wǎng)此時(shí)向直流子網(wǎng)輸出的是有功功率。從而使得直流子網(wǎng)電壓又迅速恢復(fù)到參數(shù)設(shè)定值，而AC/DC雙向功率變換器則根據(jù)不同的情況切換自己的工作模式，保證了直流子網(wǎng)始終維持在一個(gè)穩(wěn)定的值附近。

4 結(jié)束語(yǔ)

AC/DC雙向功率變換器已經(jīng)成為下一代智能電網(wǎng)的核心裝置，對(duì)分布式新能源的消納、電能的靈活轉(zhuǎn)換以及交直流混合微電網(wǎng)的健康運(yùn)行起著至關(guān)重要的作用。本文對(duì)AC/DC變換器的功能和作用做了詳細(xì)闡述，在現(xiàn)有的能量控制器控制策略基礎(chǔ)上進(jìn)行有效的研究和改善，對(duì)AC/DC雙向功率變壓器設(shè)計(jì)了雙閉環(huán)控策略。最后通過Matlab/Simulink搭建仿真模型，對(duì)雙閉環(huán)控制策略的有效運(yùn)行進(jìn)行了驗(yàn)證，使得在交直流混合微電網(wǎng)中能量雙向流動(dòng)的安全有效得到了保障。

在本文的基礎(chǔ)上，下一步將繼續(xù)研究交流母線電壓或電流發(fā)生畸變以及交流母線上投切負(fù)荷時(shí)AC/DC雙向功率變換器的運(yùn)行狀態(tài)和控制策略。