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空氣凈化類負荷新型轉速算法和控制方式研究

2020-06-17 08:32
微電機 2020年5期
關鍵詞:反電動勢直流電機定子

于 明

(廣西電網有限公司,南寧 530023)

0 引 言

空氣凈化器是指對空氣中存在的固態(tài)或氣態(tài)形式的污染物具有一定去除能力的電器設備,按照功能可以將空氣凈化器劃分為幾個主要的部分:驅動系統(tǒng)、空氣過濾系統(tǒng)及智能監(jiān)測系統(tǒng)等。其工作過程:驅動系統(tǒng)使室內空氣循環(huán)流動,將帶有污染物的空氣吸入后送至機器內部的空氣過濾系統(tǒng),空氣過濾系統(tǒng)去除或吸附各種污染物后,再由驅動系統(tǒng)將清潔的空氣吹出[1]。驅動系統(tǒng)作為空氣凈化器最核心的部件,扮演著相當重要的角色,其性能的優(yōu)劣直接決定著風力的大小、凈化效果等,還會影響供電電網的質量。因此,驅動電機的性能對于空氣凈化器的性能有著重要的影響,也對小區(qū)供電電網質量造成影響。

1 空氣凈化器驅動電機工作原理

無刷直流電機工作的基本原理:給定子繞組通入交替的電流,由電流產生的磁動勢與轉子永磁體所激發(fā)的磁動勢相互作用,產生電磁轉矩拖動轉子旋轉。無刷直流電機屬于同步電機,即定子產生的磁場和轉子產生的磁場具有相同的頻率。因此,在電機運行過程中,定子電流產生的磁場方向需要跟隨轉子位置同步變化,為實現這種同步跟隨,需要采用特定的方法獲取轉子的位置信號,控制器根據轉子的位置信號控制電子換相電路使各相繞組按照特定的順序循環(huán)導通,這樣就通過對轉子位置信號的檢測和電子換相電路聯(lián)合完成了對電機的換相,替代了傳統(tǒng)的電刷機械換向器[2]。

圖1為無刷直流電機六步換向時磁場矢量變化圖。在圖1(a)中,根據法拉第電磁感應定律可以知道a、b相定子繞組電流產生的磁勢Fa和Fb的合成磁勢為Fs,轉子永磁體產生的磁勢為Fr。當 時,定子產生的合成磁勢Fs與轉子磁勢Fr之間的夾角為120°,產生順時針方向的電磁轉矩,與電機旋轉方向一致,隨著轉子的旋轉,轉子磁勢Fr方向也在旋轉。θ由0°開始逐漸增大,當θ=30°時,定子產生的合成磁勢Fs與轉子磁勢Fr之間的夾角為90°,此時產生的電磁轉矩達到最大值。此后,隨著θ的繼續(xù)增大,定子產生的合成磁勢Fs與轉子磁勢Fr之間的夾角逐漸減小,所產生的電磁轉矩逐也漸減小,當θ=60°時,此時定子磁勢和轉子磁勢之間的夾角減小到60°,此時所產生的電磁轉矩與θ=0°時相同,為保證電機正常運行,電磁轉矩不能再繼續(xù)減小,因此,需要改變定子產生的合成磁勢Fs的方向,此時改變電流的方向,如圖1(b)所示,換相后定子磁勢Fs和轉子磁勢Fr之間的夾角為120°,隨著電機的運行當夾角繼續(xù)減小至60°時,再進行一次換相,不斷地重復這個過程,使定子產生的磁勢與轉子磁勢之間的夾角在60°~120°的范圍內交替變化,這樣可以讓電機的力矩最大、運轉最平穩(wěn)[3]。

圖1 無刷直流電動機六步換向時磁場矢量變化圖

2 空氣凈化器驅動電機調速特性研究

2.1 無刷直流電機的機械特性研究

采用兩兩導通的無刷直流電機可以得出其導通回路的電壓平衡方程:

Udc=2RI+2E

(1)

式中,Udc為直流母線電壓,R為定子各相繞組電阻,I為各相定子電流,E為各相定子反電動勢。

根據式(1)可以推導得出:

(2)

式中,ωm為轉子的角速度,Ke為線反電勢系數。結合電機的轉矩方程可以得出電機的機械特性方程為

(3)

式中,Te為電機的電磁轉矩,由式(3)可知無刷直流電機的機械特性方程與他勵直流電機一致,得出在不同Udc的條件下無刷直流電機的機械特性曲線如圖2所示[4]。從圖2中可知:在相同的轉矩下無刷直流電機可以通過改變供電電壓進行轉速調節(jié),具有優(yōu)良的調速性能,可以通過PWM控制繞組電壓大小進行調速。

圖2 無刷直流電機的機械特性曲線

2.2 無刷直流電機的控制系統(tǒng)

根據上文分析,為使電機可以快速起制動、突加負載動態(tài)降速小,在本課題中,控制系統(tǒng)采用轉速、電流雙閉環(huán)控制。本課題所設計的驅動電機控制系統(tǒng)結構框圖如圖3所示。其中,Spd_ref是參考轉速,Spd_act是實際轉速,I_ref是經過PI調節(jié)器后輸出的參考電流,I_act是實際電流,U是經過PI調節(jié)器后輸出的電壓控制信號。

圖3 凈化器無刷直流電機無位置控制系統(tǒng)框圖

3 新型轉速估計算法

3.1 基于動態(tài)補償定子繞組電阻壓降的新型轉速估計方法

根據上文分析可知,反電動勢過零點檢測法需要在檢測到反電動勢的過零點后延遲30°電角度,對下一組繞組進行換相,從而合理控制逆變器開關器件的觸發(fā)順序,在反電動勢波形的平頂部分導通該項繞組,使相電流與反電動勢的相位一致,實現電機的最佳換相。

電機實現最佳換相,可以讓電機繞組獲得最大的利用率,從而使電機具有較大的電磁轉矩和較小的轉矩脈動,此時電機的平穩(wěn)性最好,實現電機的最佳運行。因此,電機轉速估計的準確性對于基于反電動勢過零點檢測法控制的無位置傳感器無刷直流電機換相至關重要。

傳統(tǒng)的轉速估計通過兩次反電動勢過零點間的時間差進行計算,得到的轉速是兩次過零點之間的平均轉速,不夠準確,這樣導致電機無法在最佳換相時刻換相,造成電機運轉不平穩(wěn),因此需要一種更為準確的轉速估計方法。

對于無刷直流電機,當電流從a相流入b相時:

(4)

式中,ia、ib、ic分別是三相繞組相電流,Ea和Eb分別為A相、B相定子反電動勢。

根據式(4)可得線電壓:

(5)

(6)

從式(6)可知,根據線電壓、相電流和定子繞組電阻可以計算電機的轉速。但是電機繞組電阻R會隨著溫度而變化導致無法確定,且對三相電流的采樣電路也增加了設計的成本。為此提出一種動態(tài)補償定子繞組電阻壓降的無刷直流電機轉速估計方法,如圖4所示。

圖4 動態(tài)補償定子繞組電阻壓降的無刷直流電機轉速估計方法

從圖4可以看出,轉速估計采用PI調節(jié)器補償定子繞組電阻壓降,不再需要實時電流和電阻。其中,Spd_est是由線電壓估計的轉速,Spe_ce是通過反電動勢過零點估計的轉速,調節(jié)器的輸入是兩個轉速的偏差,調節(jié)器的輸出是補償的定子繞組電阻壓降Uc。

3.2 新型轉速估計方法仿真驗證

為了驗證上述的理論分析,在圖3建立的控制系統(tǒng)上進行仿真實驗,將占空比設置為1,圖5為電機實際轉速、采用傳統(tǒng)估計方法的轉速和采用新型估計方法的轉速。

從圖5可以看出,在反電動勢過零點時刻,采用傳統(tǒng)的基于反電動勢過零點估計的轉速存在較大的誤差,采用這種轉速估計方法會導致電機無法在最佳換相時刻進行換相,使得電機運行不平穩(wěn),存在較大的噪聲與振動;而采用新型估計方法的轉速在反電動勢過零點時刻更加接近電機實際轉速。

圖5 兩種轉速估計方法的比較

4 PWM控制方式對無刷直流電機換相轉矩脈動的影響

4.1 PWM方式對驅動電機電磁轉矩的影響

由文獻[6]可知,可以得出雙管調制下無刷直流電機的平均電磁轉矩為

(7)

式中,D為PWM占空比,T為PWM一個周期的時間,ia1min為雙管調制下穩(wěn)態(tài)時的最小電流值。

由文獻[6]可知,可以得出單管調制下無刷直流電機的平均電磁轉矩為

(8)

通過比較兩種方式的平均電磁轉矩可得:

(9)

可知,在相同的PWM頻率與占空比下,無刷直流電機在單管調制方式下的電磁轉矩大于在雙管調制下的電磁轉矩。

4.2 PWM方式對無刷直流電機非換相期間非導通相電流續(xù)流的影響

無刷直流電機運行時存在轉矩脈動,使其應用受到限制,其中換相轉矩脈動為無刷直流電機所特有的,且對轉矩的影響嚴重,對電網沖擊較大。采用PWM控制,當PWM為低電平時,電流總是通過PWM調制相的另一橋臂的二極管進行續(xù)流。因此,可以知道采用單管調制方式,在非換相期間導通相存在恒導通的開關管與續(xù)流的二極管同為上橋臂或者下橋臂的時刻,造成某相有電流流過的可能,若是采用PWM-ON-PWM控制方式,該相非導相期間無電流流過[7-8]。

4.3 仿真及結果分析

為了驗證上述的理論分析,在PSIM仿真環(huán)境中建立了無刷直流電機控制系統(tǒng),并進行仿真。仿真中電機參數如下:定子電阻11.9 Ω,定子電感1.38 mH,反電動勢系數為16.15(V·kr/min),電機極對數為2,轉動慣量為0.007 g·m2,直流母線電壓為300 V,PWM頻率為20 kHz,占空比設置為0.6,得到PWM-ON-PWM方式下的相電流與電磁轉矩波形如圖6所示。仿真表明采用PWM-ON-PWM方式的換相轉矩脈動在上、下橋臂換相時最小,通過公式推導及仿真實驗比較了六種常見的PWM方式下的電機電磁轉矩大小、換相轉矩脈動和,再考慮不同PWM方式下的開關管損耗,結果表明,無刷直流電機在PWM-ON-PWM方式下的性能優(yōu)于其他幾種方式。

圖6 PWM-ON-PWM方式下的波形

5 實驗結果

在完成了對空氣凈化器驅動電機控制系統(tǒng)的軟硬件設計后,搭建了如圖7所示的實驗平臺,實驗平臺主要由高壓直流供電部分、低壓直流供電部分、電機控制系統(tǒng)及驅動電機組成。

圖7 空氣凈化器驅動電機控制系統(tǒng)實驗平臺

5.1 新型轉速估計方法實驗波形

為了驗證本文提出的新型轉速估計方法,在所設計的控制系統(tǒng)中進行實驗測試,在200 V的供電電壓下,將占空比設置為1,此時電機的轉速為2010 r/min,得到采用傳統(tǒng)的轉速估計方法的端電壓波形和換相信號如圖8所示,采用新型的轉速估計方法的端電壓波形和換相信號如圖9所示。發(fā)現相較于采用新型的轉速估計方法,采用傳統(tǒng)的轉速估計方法使得電機運行的噪聲與振動較大,對電網沖擊較大。

圖8 采用傳統(tǒng)轉速估計方法的波形

從圖8可以看出,由于估計的轉速與實際的轉速存在較大的誤差,導致電機無法在最佳換相時刻換相,反電動勢的波形呈現非正常的梯形波,電機運行不平穩(wěn),存在較大的噪聲和振動;從圖9可以看出,采用新型的轉速估計方法可以使無刷直流電機的換相點更接近最佳換相點,反電動勢的波形接近理想的梯形波,電機運行平穩(wěn)。

圖9 采用新型轉速估計方法的波形

根據圖8與圖9的對比可以得出結論:采用新型方法估計的轉速更加接近實際轉速,可以使無刷直流電機的換相點更接近最佳換相點,從而使電機運行平穩(wěn),減少電機的轉矩脈動,降低噪聲和振動。

5.2 采用PWM-ON-PWM方式電機運行測試

為了進一步觀察電機控制系統(tǒng)的調速特性,在實驗平臺上進行試驗測試,采用PWM-ON-PWM方式,從400 r/min的給定轉速開始每間隔200 r/min的給定轉速進行測試,記錄數據并擬合調速曲線圖,如圖10所示,可知系統(tǒng)有良好的調速特性。

圖10 控制系統(tǒng)的調速曲線圖

通過示波器觀察不同供電電壓下的電機運行狀態(tài),將供電電壓設置為60 V時,電機轉速為600 r/min,得到電機運行時的相電壓波形如圖11所示。從圖中可以看出相電壓呈現辨析度極高的梯形波,且波形沒有發(fā)生畸變,電機運行穩(wěn)定。

圖11 60V供電電壓下電機運行的相電壓波形

6 結 語

本文提出了一種動態(tài)補償定子繞組電阻壓降的新型轉速估計方法,通過實驗表明采用新型方法估計的轉速更加接近實際轉速,可以使電機的換相點更接近最佳換相點,從而使電機運行平穩(wěn)。

本文針對現存的多種對無刷直流電機的驅動方式,通過仿真和實驗驗證研究了PWM方式對驅動電機性能影響,結果表明,無刷直流電機在PWM-ON-PWM方式下的性能最優(yōu),供電電網沖擊最小。

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