池 灝,張秋林,楊淑娜

(杭州電子科技大學通信工程學院，浙江 杭州 310018)

0 引 言

模數(shù)轉換器(Analog-to-Digital Converter，ADC)是連接客觀世界和數(shù)字系統(tǒng)之間不可或缺的橋梁。隨著數(shù)據(jù)采集、無線通信和國防領域所需處理信號帶寬的不斷提高，對ADC的性能提出了越來越高的要求。由于受采樣保持電路帶寬和采樣時鐘抖動等因素的影響，電子ADC已經難以同時滿足高采樣率(10 GS/s以上)和高轉換精度(8 bit以上)的需求。隨著光子技術的迅速發(fā)展，利用光子技術的優(yōu)勢來實現(xiàn)高速模數(shù)轉換已受到國內外的廣泛關注。

光子技術在模數(shù)轉換中的作用體現(xiàn)在采樣、量化、編碼、預處理等方面。鎖模激光器作為脈沖源具有超低時間抖動特性，其典型值比電子時鐘源低一個數(shù)量級，可作為良好的光采樣時鐘源[1-2]。典型的預處理方案包括光子時間拉伸技術，其主要原理是基于光脈沖在色散介質中展寬的特性，通過兩段色散介質實現(xiàn)輸入電信號在時域上拉伸，然后交由后續(xù)的電子ADC進行采樣量化和編碼[3]，加州大學洛杉磯分校的課題組利用光子時間拉伸技術實現(xiàn)的ADC等效采樣率高達1 TS/s?；诠夥蔷€性的ADC是一類典型的光量化方案[4-5]，其主要原理是利用光學非線性效應(如超連續(xù)譜效應和光孤子自頻移效應)將輸入電信號的幅度信息轉化為光脈沖的頻譜信息(頻譜展寬或移位)，然后利用光濾波器組識別頻譜信息，從而得到數(shù)字化的信號幅度信息。

本文主要介紹基于馬赫曾德爾(Mach-Zehnder，MZ)干涉結構的光量化編碼方案，將從Taylor提出的量化編碼方案開始，討論各類典型改進方案的系統(tǒng)結構、工作原理和特性，結合作者所在小組的研究成果討論該類光ADC的研究進展。

1 Taylor方案

圖1 Taylor提出的基于MZ調制器陣列實現(xiàn)光量化編碼的系統(tǒng)結構注：馬赫曾德爾調制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)。

Taylor于1975年首次提出一種基于MZ調制器陣列的光子ADC方案[6]。該方案利用MZ調制器調制曲線的周期特性對輸入信號進行量化。通過設定MZ調制器陣列電極長度的倍增來實現(xiàn)對輸入信號的量化編碼，其具體結構如圖1所示。鎖模激光器產生的光脈沖作為采樣脈沖源，光脈沖接入具有不同電極長度的MZ調制器陣列對輸入待轉換射頻信號進行采樣和調制。每個MZ調制器的輸出分別連接光電探測器進行光電轉換，再接入比較器。設定比較器的判決閾值為調制器最大輸出的一半，當比較器輸入電壓大于閾值時輸出信號“1”，小于閾值時輸出“0”，從而將輸入模擬信號轉換成對應的數(shù)字編碼。

該系統(tǒng)結構的核心是一組電極長度呈倍數(shù)增長的MZ調制器陣列，即第n路調制器的電極長度為Ln=2n-1L1，其中L1是第一路調制器的電極長度。當外加電壓作用于調制器電極上時，會引起調制器兩臂的光信號之間產生相位差。在輸入模擬電壓的作用下，第n路調制器的兩臂間產生的相位差為φs=πVs/Vπ，其中Vπ=Vm/2n-1表示第n路調制器的半波電壓，Vs為輸入射頻信號，Vm表示最大半波電壓。第n路調制器輸出的光強可表示為：

(1)

圖2 4個馬赫曾德爾(MZ)調制器的調制曲線及量化編碼原理

其中I0為輸入光強，φbn=πVbn/Vπ是外加偏置電壓Vbn引起的偏置相移。每一路光通道輸出的信號強度與輸入模擬電壓之間的關系可通過該通道的傳遞函數(shù)來表示，各光通道對應的傳遞函數(shù)曲線及其量化編碼方案如圖2所示。

圖3 光學Folding-flash量化編碼結構圖注：馬赫曾德爾調制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)。

利用MZ調制器半波電壓幾何級數(shù)遞減可實現(xiàn)量化和編碼，如圖2所示，輸出的二進制編碼為格雷碼(相鄰碼字只有一位的差別)，半波電壓最大和最小的調制器輸出分別對應最高有效位(Most Significant Bit, MSB)和最低有效位(Least Significant Bit, LSB)。在滿幅工作條件下，實現(xiàn)的量化比特位數(shù)等于所用調制器的個數(shù)。Taylor方案結構簡單，編碼效率高，但該方案也有不足，即提高量化精度需要成倍降低調制器的半波電壓，如果要實現(xiàn)精度為3比特以上的ADC，則要求調制器的最小半波電壓要小于1 V，目前的工藝水平難以達到這樣的程度，因此限制了實際可實現(xiàn)的比特精度。

2 MZ調制器級聯(lián)方案

為了克服Taylor方案中需要調制器半波電壓成倍遞減的不足，不同研究小組分別提出了基于電極分割的單抽頭MZ調制器方案[7]、分布式的PM調制器方案[8]以及MZ調制器級聯(lián)方案[9]等改進型方案，這些方案技術細節(jié)不同，但實質上都等同于將相同的MZ調制器級聯(lián)以實現(xiàn)等效的長電極以及半波電壓的降低。典型的如Jalali于1995年提出的光學Folding-Flash方案[9]，其結構如圖3所示。該系統(tǒng)通過MZ調制器級聯(lián)的方式來實現(xiàn)，無需調制器本身的半波電壓遞減，MSB和MSB-1對應的通道只需要一個MZ調制器,MSB-2對應的通道需要兩個相同的MZ調制器級聯(lián)，對于一個N比特的系統(tǒng)，LSB對應的光通道需要2N-1個MZ調制器級聯(lián)實現(xiàn)。該方案實現(xiàn)了相鄰光通道調制曲線的周期遞減，避免了系統(tǒng)每增加一個比特精度，相應調制器的電極長度就需要增加一倍的限制，有效解決了Taylor方案中對調制器半波電壓要求過低的難題。但是該方案中需要級聯(lián)數(shù)量繁多的MZ調制器，使得整體結構較為復雜。該方案中，波導延遲會限制轉換速率，另外，分布式結構也會引起電信號和光信號同步的問題，因此，該方案也難以同時滿足高采樣率和高轉換精度的要求。

3 移相光量化方案

3.1 空間光干涉結構

圖4 基于光空間干涉移相光量化方案結構圖注：相位調制器(Phase Modulator，PM)。

圖5 移相光量化編碼原理(以三通道為例)

2005年，瑞典Chalmers理工大學的學者提出了一種基于空間光干涉實現(xiàn)量化編碼的模數(shù)轉換方案[10]，其系統(tǒng)結構如圖4所示。該方案中，光脈沖輸入空間MZ干涉儀，在其中一臂放置一相位調制器(phase modulator, PM)，輸入模擬信號經調制器后加載到光載波上，與另一臂中未被調制的光信號發(fā)生干涉，之后將輸出光信號投射到空間光探測器陣列上。通過調節(jié)空間探測器的位置從而控制不同傳遞函數(shù)傳輸曲線的附加相移量。以3路光通道系統(tǒng)為例，每個探測器所接受到的傳輸特性曲線如圖5所示。利用這樣一組周期相同、相鄰兩路相位差為π/N(N為通道數(shù))的傳輸特性，通過設定判決閾值為輸出光強最大值的一半，可實現(xiàn)對輸入模擬信號的量化編碼。

和Taylor方案利用MZ調制器陣列調制曲線周期遞減實現(xiàn)量化編碼不同，該方案利用傳遞函數(shù)曲線的相移不同實現(xiàn)對輸入信號的量化編碼，即所謂的移相光量化。跟Taylor方案相比，移相光量化編碼輸出也為格雷碼，但是N路輸出可以實現(xiàn)的量化等級數(shù)為2N，而非2N，因而對應量化比特數(shù)為log2(2N)，跟Taylor方向比，編碼效率較低。如要提高量化精度，需要通過增大通道個數(shù)和減小相鄰通道之間的相位差來實現(xiàn)。

2006年，Stigwall等通過實驗對1.25 GHz正弦信號進行數(shù)字化，實現(xiàn)了40 GS/s的采樣率和3.6-bit的有效位[11]。相比于Taylor方案，移相光量化方案避免了對調制器半波電壓成倍減小的要求，只需要增加量化通道個數(shù)和減小相鄰通道傳遞函數(shù)調制曲線的相移量即可實現(xiàn)。在該方案中，只使用一個普通的相位調制器，從而簡化了系統(tǒng)的結構。但該方案基于空間光干涉結構，并通過光探測器陣列的特定放置來實現(xiàn)傳遞函數(shù)之間所需的相移量，工藝要求較高且易受環(huán)境的影響。

3.2 光偏振干涉結構

2007年，清華大學研究團隊提出一種利用光的偏振干涉實現(xiàn)移相光量化的方案[12]，其系統(tǒng)結構如圖6所示。在該方案中，激光器輸出的光脈沖通過偏振控制器產生兩個幅度相同，偏振態(tài)正交的光脈沖序列。模擬射頻信號通過相位調制器對該脈沖序列進行調相，使具有不同偏振態(tài)的脈沖序列的相位差與射頻信號的幅度成正比。調制后的信號被光分束器分為N個光通道，并通過可調光相移器陣列在已調光信號的兩個偏振態(tài)之間引入相位差，兩個偏振分量在相移器輸出端經由檢偏器發(fā)生干涉，從而實現(xiàn)不同光通道傳遞函數(shù)所需的相移量。

第i個光通道的輸出光強為：

(2)

其中，Io表示輸入光強大小，Δφ=T/(2N)表示相鄰兩個通道間的固定相移，T為傳遞函數(shù)周期，Vπ表示相位調制器的半波電壓。

圖6 基于相位調制和偏振干涉結構的移相光量化結構圖注：相位調制器(Phase Modulator ，PM)；偏振控制器(Polarization Controller，PC)；可調光移相器Tunable Optical Phase Shifter，TOPS)。

與空間光干涉移相光量化方案不同，該方案基于全光纖系統(tǒng)，結構較為緊湊，利用相位調制器中兩個正交偏振分量共路干涉代替空間MZ雙臂干涉結構。同時繼承了空間光干涉方案的優(yōu)點，無論實現(xiàn)多少比特精度系統(tǒng)都只需要一個相位調制器，避免了多調制器之間的同步問題。應用偏振干涉方案，該課題組于2007年實現(xiàn)了對2.5 GHz信號的直流光量化，獲得了有效比特4.1-bit的量化結果，于2009年實現(xiàn)了采樣率40 GS/s、有效位3.45-bit的量化結果。

2012年，清華大學提出利用附加調制器改進相移光量化的光子量化方案[13]，該方案在使用一個PM的基礎上額外增加一個MZM，實現(xiàn)了量化級數(shù)加倍的效果。2013年，該課題組還提出一種基于偏振調制器和保偏光纖實現(xiàn)的全光模數(shù)轉換方案[14]，該方案利用不同波長的光脈沖經偏振模色散后具有不同的模式雙折射，可得到具有不同相位偏置的調制傳遞函數(shù)。同年，北京交通大學團隊也提出一種基于偏振調制和波長相關雙折射的全光模數(shù)轉換方案[15]，利用偏振分束器將調制后的信號分為兩束信號后再進行平衡探測，從而實現(xiàn)模擬信號轉變?yōu)閿?shù)字信號的過程。

3.3 基于等半波電壓MZ調制器陣列結構

圖7 基于等半波電壓MZ調制器陣列的移相光量化編碼結構圖注：馬赫曾德爾調制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)。

2008年，作者所在的浙江大學和渥太華大學課題組提出一種基于等半波電壓MZ調制其陣列的量化編碼方案[16]，其系統(tǒng)結構如圖7所示。激光器輸出的采樣光脈沖通過N個并行且具有等電極長度(意味著等半波電壓)的MZ調制器陣列，并受到輸入待轉換信號的調制。經調制后每個MZ調制器輸出端的光信號強度可以表示為：

Io=0.5Ii[1+cos(φs+φb)]

(3)

該方案的量化編碼原理與前述的移相光量化方案的原理形同，輸出也為格雷碼，即任意相鄰碼字只有一個比特位變化，當輸入信號電平在比較器判決點附近時，這種特性將有效減小系統(tǒng)誤碼發(fā)生的概率。和空間光干涉方案以及偏振干涉方案相比，該方案結構較為簡單。該方案最主要的優(yōu)點在于，系統(tǒng)所采用的各調制器的半波電壓相同，完全克服了Taylor方案中半波電壓過低的限制，利用現(xiàn)有的光波導和集成光子學的工藝水平，可在單片硅光芯片上完成調制器陣列的集成，并有望與后續(xù)的電光調制器和比較器實現(xiàn)光電混合集成。

3.4 基于非對稱MZ調制器的結構

2010年，美國加州大學圣芭芭拉分校團隊提出了一種基于非對稱MZ調制器(Unbalanced Mach-Zehnder modulator, UMZM)的移相光量化方案[17]，其系統(tǒng)結構如圖8所示。輸入波長不同的連續(xù)光經復用器后接入UMZM，在此MZM中受輸入待轉換射頻信號的調制，對應于第i個波長的調制器輸出光強可表示為：

圖8 基于非對稱MZ調制器(UMZM)的移相量化編碼方案結構圖注：連續(xù)波(Continuous Wave，CW)；復用器/解復用器(Multiplexer/ Demultiplexer，MUX/ DEMUX)；非對稱馬赫曾德爾調制器(Unbalanced Mach-Zehnder Modulator，UMZM)。

(4)

其中2πnΔL/λi表示由臂長差引起的兩臂相移，當兩臂長差ΔL固定時，不同的波長對應于不同相位差，從而可實現(xiàn)等效的移相光量化編碼。UMZM輸出的調制信號再經過解復用器分為N路，每一路經光電轉換后接入比較器進行閾值判決，從而實現(xiàn)模擬信號到數(shù)字信號的轉換。該方案的優(yōu)點是只需要一個UMZM，結構相對簡單。需要指出的是，由于系統(tǒng)中使用了非等臂長的MZ調制器，該方案無法使用光脈沖作為輸入光信號(會導致光脈沖在時域上分離)，也即無法同時實現(xiàn)光采樣和光量化編碼功能，采樣必須在電光轉換后通過電學方法實現(xiàn)，這是本方案的最大缺陷。

3.5 基于相位調制器和延遲線干涉儀的差分編碼方案

圖9 基于相位調制器和延遲線干涉儀的差分編碼ADC結構圖注：相位調制器(Phase Modulator，PM)；延遲線干涉儀(Delay-Line Lnterferometers，DLIs)。

2011年，作者所在課題組提出一種利用相位調制器和延遲線干涉儀(delay-line interferometers，DLI)陣列實現(xiàn)差分編碼的光子ADC方案[18]，其系統(tǒng)結構如圖9所示，采樣光脈沖接入一相位調制器，在此調制器中輸入待轉換射頻信號調制到光載波上，已調光信號通過一光分束器分為N路光，每個光通道接入一個DLI，DLI的輸出信號接入光電探測器進行光電轉換，后接入比較器進行判決輸出。系統(tǒng)中每個DLI具有相同的延遲，但相移不同，其中延遲大小和光脈沖的重復周期相同，相移量由一臂上的偏置電壓控制。每路輸出的電流信號可表示為：

i(t)=0.5A|g(t)|2{1+cos[φs(t)-φs(t-τ)+φb]}

(5)

其中g(t)代表重復周期為τ的光脈沖串，φs(t)-φs(t-τ)表示由差分信號Vs(t)-Vs(t-τ)引起的相移，φb表示偏置相移。由式(5)可以看出，通過調節(jié)φb可實現(xiàn)不同傳遞函數(shù)所需的相移量，從而實現(xiàn)移相光量化。值得注意的是該方案不是對輸入信號直接編碼，而是對差分信號Vs(t)-Vs(t-τ)進行編碼，從而實現(xiàn)差分編碼輸出。

由于差分信號的峰-峰值通常遠小于原始信號的峰-峰值，在實現(xiàn)相同比特精度的情況下，差分編碼數(shù)字信號的量化噪聲要遠小于直接編碼數(shù)字信號的量化噪聲，因此通過對差分信號進行編碼能夠極大的提升系統(tǒng)的比特精度。此外，該方案只需一個相位調制器，簡化了系統(tǒng)結構，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

同時，作者團隊還提出將多波長脈沖光作為系統(tǒng)采樣源，利用一個PM和一個DLI實現(xiàn)差分編碼的光子ADC方案[19]，該方案還提出利用平衡探測的自適應閾值設置，可有效降低幅度噪聲對系統(tǒng)性能的影響。

4 移相光量化ADC的比特精度提升方案

為了改進移相光量化方案中比特精度較低的問題2009年，作者所在課題組提出一種基于對稱數(shù)字系統(tǒng)(symmetrical number system，SNS)編碼的光子模數(shù)轉換方案[20]。在該方案中，每個光信道使用多個不同閾值的比較器，利用SNS理論對已調光信號進行量化和編碼，其系統(tǒng)結構如圖10所示。該方案中，采樣光脈沖接入N個并行且具有等電極長度的MZ調制器。每一路已調光信號通過一個光分束器分為M個光通道，每個光通道都連接一光電探測器和比較器，最后由組合邏輯模塊將比較器輸出轉換為二進制碼。該方案通過增加比較器的方法，在不增加調制器數(shù)量的基礎上可以顯著提高系統(tǒng)的比特精度：對于N通道系統(tǒng)，移相光量化方案實現(xiàn)2N個量化級，而利用SNS編碼方案可以實現(xiàn)2NM個量化級(M為每個光通道對應的比較器個數(shù))，量化級數(shù)顯著提升。此外該系統(tǒng)通過調整調制器的偏置電壓來實現(xiàn)所需相移。

2018年，作者團隊提出一種改進型基于等臂長MZ調制器陣列的ADC方案[21]，其結構如圖11所示，該方案利用邏輯電路實現(xiàn)對探測信號的線性組合，從而可等效實現(xiàn)增加量化通道數(shù)的目的。該方案的特點是光調制器陣列的復雜度顯著降低，通過邏輯電路的組合操作等效實現(xiàn)多通道的傳遞函數(shù)，從而實現(xiàn)正確的量化編碼，因而，如何提升邏輯電路的帶寬是該方案的關鍵。

圖10 基于等半波電壓和多個比較器的量化編碼方案結構圖

圖11 使用3個MZ調制器和邏輯組合電路實現(xiàn)4 bit ADC結構示意圖

5 結束語

基于MZ干涉結構的光量化編碼技術，除了本文涉及的典型方案，近期還出現(xiàn)了基于信號折疊、正交矢量疊加等改進型的移相量化方案。由于需求的驅動，光子模數(shù)轉換是近十年來國內外的研究熱點，近年來，光采樣和光預處理技術逐漸成熟，而光量化編碼技術還處在摸索階段，還沒有真正成熟的技術，需要更多的研究工作。我們認為，以下幾點值得關注：一是新型高性能光量化編碼方案，要便于光集成；二是要同時滿足高速采樣和高轉換精度的要求；三是光量化編碼方案與光采樣技術必須兼容。