黃武揚，吳 一，黎 坤

(中國航天第九研究院十六研究所，陜西西安 710100)

0 引言

在慣性導(dǎo)航系統(tǒng)中，加速度計用來測量運載體的加速度。近年來，隨著加速度計精度的提高，系統(tǒng)對于加速度計模數(shù)轉(zhuǎn)換(I/F)電路也提出了更高的要求。傳統(tǒng)的I/F電路由分立器件搭建，要想得到更高的分辨率，必然要提高電路的工作頻率，然而這樣又會導(dǎo)致器件的開關(guān)特性變差，進(jìn)而導(dǎo)致線性度變差[2]。另外，對現(xiàn)有I/F電路來說，量程與分辨率互相矛盾，不能同時滿足大量程和高分辨率的需求[4]。A/D芯片具有較高的采集速度，能夠直接將模擬量轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，但它的非線性度較低[2]。因此，本文將I/F電路與A/D芯片相結(jié)合，設(shè)計了一種既不損失其他性能指標(biāo)，又具有高分辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換電路。采用FPGA實現(xiàn)邏輯控制，提高電路的可靠性；采用DSP進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，提高電路的運算速度；采用FIR濾波對輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行平滑，提高電路的穩(wěn)定性。

1 電路設(shè)計

1.1 工作原理

高分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換電路是基于電荷平衡原理建立的。加速度計的輸出電流對積分器充電，基準(zhǔn)反饋電流對積分器放電，使積分器上的電荷保持平衡。通過對放電電流的量化和對積分器殘余電荷的測量，就能得到輸入電流的大小。圖1為電路的原理框圖。

電路由積分器、比較器、電子開關(guān)、2路反饋恒流源、A/D采樣電路、FPGA、DSP組成。輸入電流Iin和反饋電流±Iref同時流入電路，使積分器輸出電壓Uout發(fā)生變化。比較器將Uout與零相比較，實時檢測Uout極性。FPGA接收比較器輸出信號，在時鐘信號下控制電子開關(guān)接通與Uout同相的反饋恒流源，使Uout減小至過零，再接通另外一相反饋恒流源，電路重復(fù)上述工作。對兩相反饋基準(zhǔn)恒流源的接通周期分別計數(shù)，2個計數(shù)值的差值即為電路的基礎(chǔ)讀數(shù)。

將反饋恒流源在一個時鐘周期提供的電荷稱為一個量化電荷。在積分器中，總有小于一個量化電荷的殘余電荷不能被平衡。因此，使用A/D芯片對Uout進(jìn)行采樣，2次采樣的差值為殘余讀數(shù)。將其與基礎(chǔ)讀數(shù)進(jìn)行整合，即可得到電路的輸出數(shù)字量。

根據(jù)電荷平衡原理，可以得到：

(1)

式中：Qin為Iin輸入的電荷量；Nbase為電路基礎(chǔ)讀數(shù)；T為時鐘周期；IrefT即為一個量化電荷Qref；CI為積分電容；UresCI即為殘余電荷Qres；Ures為殘余電壓。

圖1 高分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換電路原理框圖

1.2 積分環(huán)節(jié)

積分器是電路的采樣保持環(huán)節(jié)，作用是采集輸入電流，將結(jié)果以電荷形式存儲在積分電容上，再經(jīng)后級電路量化處理后轉(zhuǎn)換成數(shù)字量。積分器的原理如圖2所示。

圖2 積分器電路原理圖

積分器輸出電壓與輸入電流的關(guān)系為

(2)

式中：Is為反饋電流，有±Iref2種取值。

1.3 量化過程

電路的量化過程由比較器、FPGA、電子開關(guān)及恒流源共同實現(xiàn)。比較器實時檢測Uout極性，F(xiàn)PGA接收比較器輸出信號，并控制電子開關(guān)接通正負(fù)兩相恒流源，使Uout在零值上下波動。圖3、圖4、圖5分別為輸入電流Iin=0、Iin>0、Iin<0時的電路工作波形圖。圖中波形從上至下依次為：時鐘脈沖、積分器輸出電壓、正相恒流源控制信號、負(fù)相恒流源控制信號。

圖3 Iin=0時電路工作波形圖

圖4 Iin>0時電路工作波形圖

圖5 Iin<0工作波形圖

當(dāng)輸入電流Iin=0時，正負(fù)相恒流源交替接通，設(shè)正相恒流源導(dǎo)通周期數(shù)為N+，負(fù)相恒流源導(dǎo)通周期數(shù)為N-，Nbase=N+-N-=0，基礎(chǔ)讀數(shù)為零。當(dāng)輸入信號Iin>0時，Nbase=N+-N-<0，基礎(chǔ)讀數(shù)小于零。當(dāng)輸入信號Iin<0時，Nbase=N+-N->0，基礎(chǔ)讀數(shù)大于零。

1.4 A/D采樣電路

根據(jù)對電路工作原理的分析，A/D采樣電路的作用就是讀出殘余電荷Qres。

設(shè)A/D采樣芯片的位數(shù)為N。由于輸入電流和反饋電流同時流入電路，則在1個時鐘周期引起的Uout的最大變化為2Uref，Uref=Qref/CI，稱為一個量化電壓。設(shè)置A/D采樣電路參考電壓為±2Uref。則殘余電荷對應(yīng)的電路殘余讀數(shù)值為

(3)

由于一個量化電荷引起的電壓變化為Uref，電路的輸出數(shù)字量為

Nout=2N-2·Nbase+NAD

(4)

2 軟件設(shè)計

電路的軟件部分由FPGA和DSP共同實現(xiàn)。FPGA用來控制電路邏輯，包括電子開關(guān)、A/D采樣和數(shù)據(jù)處理的邏輯控制。DSP用來將基礎(chǔ)讀數(shù)和殘余讀數(shù)進(jìn)行整合及濾波處理，得到電路的輸出數(shù)字量。

2.1 邏輯控制芯片F(xiàn)PGA

FPGA接收比較器輸出信號，判斷Uout極性，控制電子開關(guān)接通相應(yīng)恒流源，對恒流源的接通周期進(jìn)行計數(shù)，得到Nbase。同時，控制A/D芯片進(jìn)行采樣，控制DSP芯片進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。FPGA的設(shè)計模塊如圖6所示。

圖6 FPGA設(shè)計模塊

2.2 數(shù)據(jù)處理芯片DSP

DSP具有強(qiáng)大的數(shù)據(jù)處理功能，能夠快速完成數(shù)據(jù)的整合和濾波。在FPGA控制下，DSP首先接收基礎(chǔ)讀數(shù)Nbase，然后讀取殘余讀數(shù)NAD，之后對二者進(jìn)行整合及濾波，得到高分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的輸出數(shù)字量Nout。DSP的軟件流程圖如圖7所示。

圖7 DSP軟件流程圖

3 實驗驗證

根據(jù)原理圖搭建電路，在常溫下對電路進(jìn)行測試。I/F轉(zhuǎn)換頻率為fIF=32 kHz，A/D采樣頻率為fAD=1 kHz，A/D采樣芯片位數(shù)為16位。輸入電流范圍為-35～+35 mA。

3.1 電路滿度輸出

電路的滿度輸出是電路輸入最大電流時輸出的數(shù)字量。電路的滿度輸出取決于 I/F轉(zhuǎn)換頻率和A/D芯片位數(shù)。I/F電路的最大輸出與轉(zhuǎn)換頻率相同，為3.2×104s-1。由于A/D轉(zhuǎn)換引入了高頻誤差，只保留轉(zhuǎn)換結(jié)果高M(jìn)位有效，則電路的滿度輸出為fIF×2M。取M=5，滿度輸出數(shù)字量為1.024×106s-1。

3.2 零位

模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的零位偏置用來表示當(dāng)輸入信號為零時的輸出數(shù)字量，可以通過軟件進(jìn)行補(bǔ)償，但是無法完全消除。圖8為電路每s輸出數(shù)字量測試結(jié)果。計算得到電路的零位偏置為7.04 s-1。

圖8 零位偏置測試結(jié)果

3.3 標(biāo)度因數(shù)

電路的標(biāo)度因數(shù)K用來表示每s每mA電流的輸出數(shù)字量，單位為(s·mA)-1。

在相同參數(shù)條件下分別輸入±1 mA電流對電路進(jìn)行多次測試，采樣100 s數(shù)據(jù)，計算得到每s輸出數(shù)字量，結(jié)果如表1所示。

表1 電路標(biāo)度因數(shù)測試結(jié)果

計算得到高分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的標(biāo)度因數(shù)為K=29 260.51 (s·mA)-1。

電路工作穩(wěn)定后，通入+1 mA電流，測試電路的標(biāo)度因數(shù)穩(wěn)定性，每10 s記錄電路的輸出數(shù)字量，結(jié)果如圖9所示。計算得到電路的穩(wěn)定性為5.32×10-6。

圖9 標(biāo)度因數(shù)穩(wěn)定性測試結(jié)果

3.4 線性度及對稱性

電路的線性度用來描述輸出數(shù)字量與輸入電流之間的偏離程度。傳統(tǒng)的I/F電路輸出脈沖不均勻，識別小信號需要在時間上進(jìn)行積累，電路的線性度較差。電路的對稱性用來表征正負(fù)兩個極性輸出數(shù)字量的對稱特性。

取9個采樣電流值測試電路的線性度和對稱性，采樣時間為100 s，計算得到每s脈沖輸出。測試結(jié)果如表2所示。

表2 電路線性度和對稱性測試結(jié)果

計算得到電路的線性度為5.23×10-6，對稱性為3.34×10-5。

4 濾波處理

為了消除硬件電路和A/D采樣引入的高頻誤差，使用DSP芯片對輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行FIR濾波，以對輸出數(shù)字量進(jìn)行平滑處理。

FIR濾波的輸出只與當(dāng)前時刻和之前時刻的輸入信號有關(guān)，與輸出信號無關(guān)，且FIR濾波器的沖激響應(yīng)序列是有限長的，因此濾波器一定是穩(wěn)定的[10]。由于DSP芯片強(qiáng)大的數(shù)據(jù)處理功能，使用DSP來實現(xiàn)FIR濾波幾乎不會影響系統(tǒng)的實時性。

使用MATLAB軟件的FDATool工具箱生成FIR濾波器。選取FIR濾波器的階數(shù)為10階。采樣頻率為Fs=1 kHz，設(shè)置通帶頻率Fpass=80 Hz，阻帶頻率Fstop=100 Hz，通帶波紋Ap=3 dB，阻帶衰減As=60 dB，得到濾波參數(shù)為

(5)

直接將得到的參數(shù)輸入DSP中的FIR濾波程序。輸入+1 mA電流對進(jìn)行測試。濾波前后的每ms數(shù)字量輸出如圖10所示。

(a)濾波前

(b)濾波后圖10 濾波前后每ms輸出數(shù)字量比較

可以看出，F(xiàn)IR濾波后的輸出數(shù)字量更為平滑，在不影響精度的前提下提高了穩(wěn)定性，有效減小了高頻誤差帶來的影響。

5 結(jié)束語

本文設(shè)計了一種高分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換電路。將傳統(tǒng)的電流頻率轉(zhuǎn)換電路和A/D采樣芯片相結(jié)合，使用FPGA進(jìn)行邏輯控制，減少分立器件的使用，增強(qiáng)了電路的可靠性，使用DSP進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，提高了電路的運算速度。經(jīng)實驗驗證，在給定參數(shù)條件下，電路的滿度輸出數(shù)字量為1.024×106s-1，標(biāo)度因數(shù)為K=29 260.51 (s·mA)-1，標(biāo)度因數(shù)穩(wěn)定性為5.32×10-6，零位偏置為7.04 s-1，線性度為5.23×10-6，對稱性為3.34×10-5，在不影響電路精度和穩(wěn)定性的前提下，同時滿足了高分辨率和大量程的需求。

為了消除硬件電路和A/D采樣引入的高頻隨機(jī)誤差，基于DSP強(qiáng)大的數(shù)據(jù)處理能力，對電路的輸出數(shù)字量進(jìn)行了FIR濾波。使用MATLAB軟件生成濾波參數(shù)后輸入到DSP程序。實驗結(jié)果表明，F(xiàn)IR濾波能夠在不影響系統(tǒng)精度的前提下對輸出的數(shù)字量進(jìn)行平滑，有效消除電路引入的高頻隨機(jī)誤差的干擾，增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。