王 昭，趙江平

（1.廣東博威爾電子科技有限公司，廣東 中山528400；2.中山火炬職業(yè)技術(shù)學(xué)院，廣東 中山 528400）

1 傳統(tǒng)電流傳感電路簡(jiǎn)介

一般來(lái)說(shuō)，電流傳感器可以分為兩類。第一種是基于SenseFET的方法，其中檢測(cè)電流與通過(guò)功率晶體管的電流成一定比例。這種電流檢測(cè)通常是通過(guò)使用一個(gè)誤差放大器來(lái)鉗位檢測(cè)晶體管和功率晶體管的源漏電壓以保證兩者相等。另一種方法是通過(guò)將開關(guān)節(jié)點(diǎn)Vx1和/或Vx2輸入到諸如gm-C積分器來(lái)重構(gòu)電感電流。

圖1給出了一種傳統(tǒng)的基于SenseFET的全波電流傳感器的等效電路[1]。在高邊檢測(cè)期間，S2和S4導(dǎo)通，而S1和S3關(guān)斷。由于放大器Amp1用于鉗位兩個(gè)晶體管Mpsen和Mip的漏極電壓，因此流過(guò)Mip的電流將被Mpsen按照一定的比例復(fù)制。采樣到的電流IH將通過(guò)Rs轉(zhuǎn)換為電壓。在低邊檢測(cè)期間，S1和S3導(dǎo)通，而S2和S4關(guān)斷。由于放大器Amp2用于鉗位兩個(gè)晶體管Mnsen和Min的漏極電壓，流過(guò)Min的電流將被Mnsen按照一定的比例復(fù)制。采樣到的電流IL也將通過(guò)Rs轉(zhuǎn)換成電壓。S4在高邊檢測(cè)期間導(dǎo)通，而低邊檢測(cè)期間則是S1導(dǎo)通，從而可以防止兩個(gè)放大器產(chǎn)生大的共模輸入變化，并且可以避免對(duì)較大壓擺率的需求。

圖1 傳統(tǒng)的基于SenseFET的電流檢測(cè)電路的原理圖

對(duì)于基于SenseFET的方法，在高邊功率晶體管和低邊功率晶體管進(jìn)行切換時(shí)會(huì)產(chǎn)生大的電壓尖峰。這可能導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)的比較器發(fā)生故障。而基于濾波器的電流重構(gòu)器盡管可以提供狀態(tài)切換之間的平滑過(guò)渡，但其直流精度和動(dòng)態(tài)特性與電感的直流電阻和電感系數(shù)高度相關(guān)[2]。盡管前期文獻(xiàn)已經(jīng)提出了一些調(diào)諧方法來(lái)校準(zhǔn)濾波器參數(shù)，但都不是最優(yōu)的，因?yàn)檫M(jìn)行校正需要單獨(dú)的穩(wěn)態(tài)周期。因此，急需一個(gè)具備上述傳感器優(yōu)點(diǎn)的全波電流傳感器來(lái)獲得精準(zhǔn)的交流和直流特性。

2 低噪聲混合全波電流傳感器

為解決上述問題，設(shè)計(jì)一種混合電流傳感器結(jié)構(gòu)，其工作原理如圖2所示。電感兩端的電壓將通過(guò)電壓-電流轉(zhuǎn)換器（V2I）轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。電流的差異將由電流重構(gòu)器進(jìn)行積分來(lái)建模電感電流。從而，電流重構(gòu)器實(shí)際上是一個(gè)積分器。由于電感的直流電阻會(huì)影響電感電流重構(gòu)的準(zhǔn)確度，因此采用基于SenseFET的具有良好DC性能的電流檢測(cè)電路來(lái)校準(zhǔn)重構(gòu)器的輸出，以實(shí)現(xiàn)平滑和精確的輸出。

圖2 一種混合電流傳感器的工作原理

電流傳感器的詳細(xì)電路圖如圖3（a）所示。它由基于SenseFET的電流檢測(cè)電路、基于濾波器的電流重構(gòu)器以及校準(zhǔn)電路組成。基于SenseFET的電流檢測(cè)實(shí)際上是通過(guò)將檢測(cè)晶體管的柵極電壓，源極電壓以及漏極電壓鉗位到功率晶體管的對(duì)應(yīng)部分而實(shí)現(xiàn)電流的鏡像。因此，功率晶體管與檢測(cè)晶體管之間的電流比由其尺寸比決定。由于在DC-DC轉(zhuǎn)換器中必須采用死區(qū)時(shí)間（高邊檢測(cè)與低邊檢測(cè)都無(wú)效）來(lái)實(shí)現(xiàn)高功率效率并防止故障，所以在基于SenseFET電流檢測(cè)電路的輸出中可觀察到大的尖峰，如圖3（b）中Vs所示。雖然這種檢測(cè)方法交流性能差，但Vs的直流值是準(zhǔn)確的?；跒V波器的電流傳感器實(shí)際上是一個(gè)積分器，因此可以生成如圖3（b）中的Vsen所示的平滑波形。然而，電感的直流電阻DCR會(huì)導(dǎo)致DC性能變差。因此，這種混合電流傳感器結(jié)構(gòu)結(jié)合了基于SenseFET方法良好的DC性能和電流重構(gòu)器良好的AC性能，在一定的延遲后通過(guò)校準(zhǔn)電路迫使Vsen跟隨Vs，從而實(shí)現(xiàn)低噪聲全波電流檢測(cè)。

圖3 一種混合全波電流傳感器

式（1）表示了基于濾波器的電流傳感器中電感電流和電壓之間的積分關(guān)系，假設(shè)電感的直流電阻可以忽略。

其中VX1是輸入開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓；VX2是輸出開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓；L是電感值；iL是電感電流。如圖3所示，這個(gè)積分是通過(guò)Ix1（Ix1是VX1通過(guò)由R1和M3組成的電壓-電流轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的）和Ix2（Ix2是Vx2通過(guò)由R2和M5組成的電壓-電流轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生）對(duì)電容C1充放電實(shí)現(xiàn)的。電流Ix1-Ix2是通過(guò)M8和M6實(shí)現(xiàn)的。因此，只有Ix1和Ix2之間的差分電流會(huì)流入/流出電容。電流源M1和M2為二極管連接的M3和M5提供恒定的偏置，保證當(dāng)Vx1或Vx2等于0時(shí)，它們不會(huì)關(guān)斷。傳感器的輸出如下式所示，但須滿足R3=R5=1/Gm3<

當(dāng)考慮直流電阻時(shí)，目標(biāo)輸出應(yīng)該是

通過(guò)比較式（2）和式（3）發(fā)現(xiàn)，由于直流電阻的存在，式（2）中的重構(gòu)電流將幾個(gè)周期之后明顯偏離式（3）中的目標(biāo)值，這將導(dǎo)致電流檢測(cè)完全無(wú)效。為了緩解這個(gè)問題，由于基于SenseFET的電流檢測(cè)具有很高DC精確度[3]，所以不是使用復(fù)雜的調(diào)諧機(jī)制，而是使用周期性復(fù)位開關(guān)S1來(lái)強(qiáng)制重構(gòu)電流跟隨由基于SenseFET的電流檢測(cè)電路產(chǎn)生的電流。當(dāng)基于SenseFET的電流檢測(cè)電路穩(wěn)定后，應(yīng)該使復(fù)位開關(guān)S1導(dǎo)通，以避免錯(cuò)誤復(fù)位。因此，基于SenseFET的電流檢測(cè)電路應(yīng)該具有較大的帶寬以實(shí)現(xiàn)快速穩(wěn)定。

檢測(cè)晶體管與功率晶體管之間的電流關(guān)系可以表示為：

Isen和Ipwr分別是檢測(cè)晶體管和功率晶體管中流過(guò)的電流。（W/L）sen和（W/L）pwr是檢測(cè)晶體管和功率晶體管的寬長(zhǎng)比。如式（4）所示，電流的比率可以由寬長(zhǎng)比來(lái)定義。

圖4 基于SenseFET的電流檢測(cè)電路的電路圖

3 全波電流傳感電路設(shè)計(jì)

3.1 基于SenseFET的電流檢測(cè)電路的電路圖

在傳統(tǒng)的基于SenseFET的結(jié)構(gòu)中，兩個(gè)放大器用來(lái)確保電壓鉗位。因此，需要更大的靜態(tài)電流和面積。由于這兩個(gè)放大器具有不同的共模輸入電壓，所以它們必須分別進(jìn)行設(shè)計(jì)，而無(wú)法重復(fù)使用。而兩個(gè)放大器的偏移可能會(huì)導(dǎo)致高邊和低邊檢測(cè)之間的檢測(cè)失配。為了解決這些問題，提出了一種新的只有一個(gè)放大器的基于SenseFET的電流檢測(cè)電路來(lái)輔助電流重構(gòu)器。

所提出的基于SenseFET的電流檢測(cè)電路的示意圖如圖4所示。為了實(shí)現(xiàn)精確的電流復(fù)制，SenseFET的Mpsen或Mnsen的源極，漏極和柵極電壓應(yīng)等于對(duì)應(yīng)的功率MOSFET Mip或Min的源極，漏極和柵極電壓。這是利用跨導(dǎo)提升誤差放大器在高邊檢測(cè)期間鉗位VX1和Vpsen以及在低邊檢測(cè)期間鉗位PGND和Vnsen來(lái)實(shí)現(xiàn)的。

在低邊檢測(cè)期間，由于φn=1和=1，輸入電壓Vg通過(guò)C1和C2采樣。當(dāng)變?yōu)楦哌厵z測(cè)（即φp=1，φn=0）時(shí)，由于電容兩端的電壓不能突變，節(jié)點(diǎn)VX1和Vpsen處的電壓會(huì)向下降到Vg相近，以適應(yīng)EA的輸入范圍。在這種情況下，兩個(gè)電容作為加減器。在輸入選擇電路中，移位后的電壓由M5和M6緩沖到與Vgs相近，然后由開關(guān)選擇作為EA的輸入。在低邊檢測(cè)期間（即φn=1，φp=0），分別通過(guò)M7和M8緩沖的Vnsen和PGND被選擇輸入到EA。采樣保持（S＆H）電路由兩個(gè)開關(guān)和一個(gè)小電容C3組成。它檢測(cè)并保持EA的輸出，特別是在死區(qū)時(shí)間內(nèi)。因此，可以消除基于SenseFET電流檢測(cè)電路的輸出波形中的開關(guān)噪聲。由于較大的C3限制了SenseFET環(huán)路的帶寬，而較小的C3不能有效地抑制開關(guān)噪聲，因此必須在兩個(gè)方案之間進(jìn)行折衷。圖4中的輸出級(jí)實(shí)現(xiàn)了高邊檢測(cè)和低邊檢測(cè)之間相同的采樣比率。它也可以用作電流-電壓轉(zhuǎn)換器。M36、M38和M39的尺寸比是19∶1∶1。在高邊檢測(cè)期間，來(lái)自SenseFET電路中的Mpsen的電流流入M36和M38。因此M39和Mpsen的電流比是1∶20。在低邊檢測(cè)期間，M36和M39的電流流入Mnsen，與此同時(shí)M38關(guān)斷以確保M39和Mpsen的電流比也為1∶20。電阻Rs用作電流-電壓轉(zhuǎn)換器以生成基于 SenseFET的輸出 Vs。此外，可以利用 M35（5V NMOS晶體管）來(lái)減輕由M36，M38和M39組成的電流鏡中的溝道調(diào)制效應(yīng)，這一效果是通過(guò)將M35的源極電壓或電流鏡的漏極電壓移位到大約（VCC-Vgs_M35）來(lái)實(shí)現(xiàn)的。另外一個(gè)5V器件M40作為一個(gè)放電路徑，用來(lái)防止M36和M38擊穿，因?yàn)槿绻鸐36和M38或者VA的漏極電壓高到比M40的柵極電壓高出一個(gè)閾值，M40就會(huì)導(dǎo)通。

這種全波電流傳感電路的MA中使用了跨導(dǎo)提升技術(shù)[4]。此外，插入M28和M29可以增加第一階段的增益，以減少EA的輸入偏移。由于gm被提升，所以EA的輸出可以連接較大的電容C3，以便在高邊和低邊檢測(cè)轉(zhuǎn)換期間保持相對(duì)穩(wěn)定的Vgs_M36。與傳統(tǒng)的全波電流傳感器[1]相比，本文提出的傳感電路采用共享EA來(lái)減少兩個(gè)不同EA導(dǎo)致的失配。

所提出的基于SenseFET的電流檢測(cè)電路的環(huán)路增益可以由EA和源極退化的M36的增益得到

其中GEA是EA的增益，與負(fù)載無(wú)關(guān)，gm36是M36的跨導(dǎo)，rd分別對(duì)應(yīng)于高邊和檢測(cè)和低邊檢測(cè)時(shí)M44和Mnsen的導(dǎo)通電阻。當(dāng)電感電流減小時(shí)，gm36以及環(huán)路增益Lo也會(huì)減小。為了保持電流傳感器的帶寬不受電感電流的影響，可以利用功率MOS的分割來(lái)改變檢測(cè)比率[5]，以補(bǔ)償輕載時(shí)變小的gm36，同時(shí)也提高了DC-DC轉(zhuǎn)換器輕載時(shí)的功率效率。

所提出的基于SenseFET的電流檢測(cè)電路的頻率響應(yīng)如圖5所示。它表明在所有條件下（負(fù)載分別為2 A/0.2 A的高邊/低邊檢測(cè)，總共四個(gè)條件）的直流增益高于46 dB。單位增益帶寬大于52 MHz，相位裕度約為50°。

圖5 基于SenseFET的電流檢測(cè)電路的頻率響應(yīng)

3.2 混合全波電流傳感器的仿真結(jié)果

圖6 顯示了所提出的混合全波電流傳感器在不同條件下的瞬態(tài)性能。圖6（a）顯示了所提出的電流傳感器由輕載變到重載狀態(tài)下的瞬態(tài)行為。由于檢測(cè)輸出正好跟隨電感電流的變化，所以能夠驗(yàn)證檢測(cè)的精確性。圖6（b）和（c）分別顯示了在重載和輕載條件下的電流波形，包括電感電流（紅色虛線），基于SenseFET的檢測(cè)電流（綠色實(shí)線）以及所提出傳感器的檢測(cè)電流（紫色實(shí)線）。與基于SenseFET的傳感器相比，所提出的傳感器在高邊和低邊檢測(cè)之間能夠進(jìn)行平滑的轉(zhuǎn)換，這得益于電流重構(gòu)器的積分行為。此外，由于每個(gè)周期中都有復(fù)位機(jī)制的優(yōu)點(diǎn)以及基于SenseFET的電流檢測(cè)的良好的DC性能，即使電感的DCR未在電流重構(gòu)器中建模，所提出的混合電流傳感器也不會(huì)偏離實(shí)際的電感電流。

圖6 電流傳感器的瞬態(tài)響應(yīng)

3.3 DC-DC轉(zhuǎn)換器的仿真結(jié)果和討論

為了觀察該DC-DC的穩(wěn)定工作狀態(tài)，對(duì)輸入都為3.3 V的情況下，輸出分別為VO=1.8 V（降壓模式），3 V（升降壓模式）和5 V（升壓模式）進(jìn)行仿真，工作頻率能夠鎖定在3.3 MHz。當(dāng)負(fù)載電流為10 mA時(shí)，驅(qū)動(dòng)電路和其他控制模塊消耗的電流分別為1.59 mA和0.7 mA左右。圖7顯示了DC-DC轉(zhuǎn)換器在降壓、升降壓和升壓模式下的功率效率的仿真結(jié)果。在上述三種模式下測(cè)量0.1 A～0.8 A的不同負(fù)載電流的效率。降壓、升降壓和升壓模式的峰值效率值分別為92.5%、94.7%和94.7%。

圖7 降壓、升壓和升降壓模式下不同負(fù)載情況的效率仿真結(jié)果

4 結(jié)束語(yǔ)

為拓寬電池工作電壓范圍，延長(zhǎng)終端系統(tǒng)待機(jī)時(shí)間，提出了一種快速響應(yīng)升降壓型DC-DC變換器，其具有混合全波電流傳感器?；旌先娏鱾鞲衅鹘Y(jié)合了基于SenseFET的方法良好的DC性能和基于濾波器的電流重構(gòu)器良好的AC性能。在這種電流傳感器和控制方法的幫助下，可以實(shí)現(xiàn)遲滯升降壓操作。因此，系統(tǒng)可分別在降壓，升降壓和升壓模式下自動(dòng)運(yùn)行。所搭建的電流傳感器具有高帶寬和小的建立時(shí)間。在頻率控制器的幫助下，這些特性可實(shí)現(xiàn)開關(guān)頻率高達(dá)3.3 MHz的DC-DC轉(zhuǎn)換器。因此，可以縮小轉(zhuǎn)換器的頻譜以減少EMI。此外，還分別給出了電流傳感器和DC-DC變換器的仿真結(jié)果和分析，用來(lái)驗(yàn)證所提出的設(shè)計(jì)方案。