張 磊， 馬潤波， 陳新偉

(山西大學 物理電子工程學院， 山西 太原 030006)

0 引 言

圓極化(CP)天線由于其能夠消除多徑效應引起的干擾， 以及能夠降低發(fā)射機與接收機極化失配帶來的傳輸損耗， 被廣泛應用到無線電領域[1]. 印刷圓極化天線具有重量輕、 剖面低和易于制造等優(yōu)點， 因此一直備受關注. 常采用的結(jié)構有印刷貼片和印刷縫隙兩種， 文獻[2-5]中設計了幾種單饋印刷微帶貼片天線， 但是這種結(jié)構實現(xiàn)的圓極化天線只有比較窄的阻抗帶寬和軸比帶寬， 文獻中天線的軸比帶寬都小于1%. 相比較微帶貼片天線， 微帶縫隙天線具有寬的阻抗帶寬和軸比帶寬. 在眾多形狀的縫隙天線中， 環(huán)形縫隙天線被廣泛研究. 文獻[6-8]中設計了多種可實現(xiàn)圓極化輻射的環(huán)形縫隙天線. 文獻[6]在環(huán)形縫隙引入U形的干擾分支， 實現(xiàn)了圓極化輻射， 但是天線的整體尺寸較大， 且軸比帶寬仍只有3.72%； 文獻[7]采用了一端接有負載電阻的V字形微帶線饋電， 分析了饋線寬度和縫隙寬度對天線圓極化性能的影響， 但是天線的饋電結(jié)構復雜， 不易匹配； 文獻[8]中天線的結(jié)構簡單， 在環(huán)形縫隙中僅引入電抗性元件實現(xiàn)了良好的圓極化性能， 加載電感或者電容的情況下分別具有5.5%和6.7%的軸比帶寬. 但由于加載集中元件， 會有相對較大的損耗且不易加工. 另外， 在實際應用中， 很多無線收發(fā)系統(tǒng)期望天線能夠和載體共形， 達到節(jié)省空間和減少空氣阻力的作用； 文獻[9]分析了天線在不同程度的共形彎曲度下天線的性能， 表明天線在多種共形情況下依然具有很好的圓極化性能； 文獻[10]指出， 將印刷微帶環(huán)形縫隙天線應用在射頻能量系統(tǒng)中， 縫隙天線和整流電路集成在同一區(qū)域， 可以實現(xiàn)天線的簡潔和高效. 所以， 設計出一款結(jié)構簡單， 帶寬較寬， 可共形的圓極化微帶縫隙天線， 可以滿足各種無線收發(fā)系統(tǒng)的使用.

本文提出了一種可共形的單層圓極化環(huán)形縫隙天線. 天線由單層襯底兩面的饋線和具有輻射縫隙的接地板構成， 在接地板縫隙邊緣蝕刻對稱的順時針旋向的彎曲分支來實現(xiàn)圓極化， 并且通過蝕刻出兩個橢圓形縫隙和倒U型縫隙改善了天線的軸比帶寬并抑制了高次諧波， 進一步分析了共形半徑對天線性能的影響. 設計天線結(jié)構簡單， 阻抗帶寬和軸比帶寬較寬， 剖面低， 易于共形.

1 天線結(jié)構和工作原理

本文設計的天線結(jié)構如圖 1(a) 所示， 頂層是方形接地板， 接地板上蝕刻有圓形縫隙， 在圓形縫隙周圍蝕刻有一組順時針旋向的彎曲分支縫隙、 兩個半橢圓型縫隙槽和倒U型縫隙； 底層是帶有圓形貼片的微帶饋線. 天線設計在厚度為h=0.254 mm， 相對介電常數(shù)為3.48的介質(zhì)基板上， 整體尺寸為55×55×0.254 mm3. 天線采用長度為lf的50 Ω微帶線連接半徑為r的圓形貼片為接地板上的縫隙饋電； 同時， 在接地板上蝕刻出內(nèi)外半徑分別為R1和R2的環(huán)形縫隙， 產(chǎn)生基本的線極化諧振. 天線的工作頻率和環(huán)形縫隙之間有如下關系

式中：f是環(huán)形縫隙天線的諧振頻率；c是真空中的光速；εr是介質(zhì)板的相對介電常數(shù).

圖 1 天線平面結(jié)構和共形后結(jié)構圖Fig.1 Plane structure and conformal structure of antenna

另外， 在環(huán)形縫隙邊緣與饋點夾角45°和225°的位置延伸出兩個對稱的順時針旋向的彎曲縫隙分支， 分支的寬度為d， 距離縫隙長度為lm， 彎曲分支旋轉(zhuǎn)的角度為α， 使得饋電處產(chǎn)生的基本諧振模式分裂成兩個幅度相等、 相位差90°的正交諧振模式， 從而形成圓極化輻射. 在圓縫隙周圍蝕刻垂直于饋點的兩個半橢圓縫隙槽， 縫隙槽的半長軸為w1， 半短軸為w2， 用來改善天線的軸比帶寬. 在饋點對應位置的接地板上環(huán)形縫隙邊緣蝕刻了倒U形狹縫， 倒U形等效于在接地板上引入了一個缺陷地結(jié)構， 起到低通濾波器的作用[11]， 用來抑制3～10 GHz的高次諧波， 狹縫長度為ls， 寬度為d， 兩臂間隔為ws. 最后將設計的縫隙天線共形在半徑為R3的圓柱載體上， 如圖 1(b) 所示. 天線各部分參數(shù)在表 1 中列出.

表 1 天線各部分的尺寸Tab.1 The values of antenna

為了說明縫隙天線實現(xiàn)圓極化的原理，
圖 2 給出了接地板上縫隙在t=0，t=T/4，t=2T/4和t=3T/4時刻的電場矢量分布,E表示主電場的矢量和. 從圖 2 中可以看出： 隨時間變化， 圓環(huán)縫隙周圍的電場方向發(fā)生改變， 而且每隔T/4周期， 電場的方向旋轉(zhuǎn)90°， 而且在整個周期內(nèi)， 從+z方向觀察， 隨著時間的變化， 電場矢量沿逆時針方向旋轉(zhuǎn)， 說明設計的天線在天線上方可以實現(xiàn)右旋圓極化.

圖 2 2.45 GHz環(huán)形縫隙中的電場分布圖Fig.2 Electric field distributions of the ring slot at 2.45 GHz

2 參數(shù)分析

天線結(jié)構中， 介質(zhì)基板背部饋線末端的圓形貼片半徑， 接地板上蝕刻的彎曲分支線的長度， 橢圓槽的半徑和倒U型縫隙的長度對天線的反射系數(shù)和軸比有很大的影響， 在分析某一參數(shù)對性能的影響時， 保持其他參數(shù)不變.

圖 3 給出了饋線末端圓形貼片半徑(r)對天線反射系數(shù)的影響曲線. 從圖 3 中可以看出： 隨著圓形貼片半徑的增大， 天線的諧振頻率降低， 阻抗帶寬變寬. 在半徑r=2 mm時， 天線工作在2.45 GHz， 阻抗帶寬達到16.5%. 仿真表明半徑的變化對軸比帶寬基本沒有影響.

圖 4 分析了彎曲分支距離環(huán)形縫隙的距離(lm)對天線反射系數(shù)以及軸比的影響. 可以看出， 隨著lm的增加， 天線的諧振頻率降低， 阻抗帶寬變寬， 軸比中心頻點也逐漸降低， 這是由于彎曲分支長度的增加會加長電流路徑， 但天線的圓極化性能會逐漸變差. 折衷選取lm=8 mm時， 天線諧振在2.45 GHz， 且天線的阻抗帶寬和軸比帶寬均較寬.

圖 3 r對反射系數(shù)的影響Fig.3 The S11 for different r

圖 4 lm對反射系數(shù)和軸比的影響Fig.4 The S11 and AR for different lm

圖 5 給出了半橢圓槽尺寸對天線軸比的影響， 從圖 5 中可以看出： 在未加入半橢圓型槽之前， 軸比帶寬只有3.9%， 加了半橢圓槽之后， 軸比帶寬顯著變寬， 達到7.4 %， 且軸比更??； 隨著半橢圓形槽的半短軸w1的增大， 軸比逐漸減小， 軸比帶寬變寬； 隨著半長軸w2的增大， 軸比的中心頻率向低頻偏移， 且軸比逐漸減小. 最終選擇w1=3.5 mm，w2=7 mm. 此時， 天線在 2.45 GHz 時軸比最小.

圖 5 w1和w2對軸比的影響Fig.5 The AR for different w1 and w2

圖 6 分析了倒U形槽的長度(ls)對反射系數(shù)的影響： 沒有倒U形槽結(jié)構時， 即ls=0 mm， 天線在4.9 GHz, 7.4 GHz, 9.8 GHz附近均產(chǎn)生諧振， 即產(chǎn)生2， 3， 4次諧波. 且在3次及4次諧波處S11低于-10 dB. 引入倒U形結(jié)構且隨著U形長度ls的增大， 高次諧波得到抑制. 但是當ls增大到一定長度時， 3～4 GHz 的S11會逐漸下降. 最終選擇ls=6.4 mm， 使3～10 GHz 內(nèi)的高次諧波都有很好的抑制.

圖 7 給出了設計的天線在平面情況下以及不同共形載體半徑下的反射系數(shù)和軸比. 從圖 7 中可以看出： 在沒有改變天線尺寸的情況下， 平面結(jié)構時天線諧振在2.6 GHz. 將天線共形之后， 諧振頻率下降， 共形載體半徑在40～60 mm范圍內(nèi)， 天線在WiFi頻段內(nèi)均有穩(wěn)定的諧振頻率、 阻抗帶寬和軸比帶寬， 都擁有良好的圓極化性能.

圖 6 ls對反射系數(shù)的影響Fig.6 The S11 for different ls

圖 7 共形載體半徑R3對反射系數(shù)和軸比的影響Fig.7 The S11 and AR for plane structure and different conformal cylinder radius R3

3 仿真結(jié)果

圖 8～圖 10 給出了按照表 1 設計天線的仿真結(jié)果. 從圖 8 可以看出天線的-10 dB阻抗帶寬為16.5%(2.22～2.62 GHz)， 天線的2， 3， 4次諧波均可抑制到-2.5 dB以上.
圖 9 給出了天線仿真的增益和軸比曲線， 天線在2.4～2.5 GHz內(nèi)增益均可以達到4 dBi以上， 3 dB軸比帶寬為7.4%(2.35～2.53 GHz)， 并且在中心頻率(2.45 GHz)處達到最小的軸比(0.6 dB).
圖 10 給出了天線在2.45 GHz時的RHCP/LHCP 輻射方向圖.

圖 8 天線的S11 曲線Fig.8 S11 of the antenna

圖 10 天線在2.45 GHz 的輻射方向圖Fig.10 Radiation patterns of the antenna at 2.45 GHz

可以看出， 天線的定向輻射性較強. 天線在Z軸正上方具有良好的右旋圓極化性能， 對應的在Z軸正下方， 即天線的背部具有良好的左旋圓極化性能. 此外， 天線在x-z面的半功率波束寬度為147°， 在y-z面的半功率波束寬度為143°.

4 結(jié) 論

本文提出了一種工作在WiFi頻段的具有諧波抑制功能的共形圓極化縫隙天線. 天線通過在接地板上蝕刻圓形縫隙和對稱的順時針旋向的彎曲分支實現(xiàn)圓極化， 并在接地板縫隙周圍蝕刻兩個半橢圓形縫隙和倒U型縫隙來提高軸比帶寬和抑制高次諧波. 仿真結(jié)果表明， 設計的天線阻抗帶寬為16.5%(2.22～2.62 GHz)， 軸比帶寬為7.4%(2.35～2.53 GHz)， 帶內(nèi)天線增益達到 4 dBi. 該天線在共形載體半徑40～60 mm下均有良好的圓極化性能， 可用于多種共形無線收發(fā)系統(tǒng)中.