楊琦，楊進

（廣州鐵路職業(yè)技術(shù)學(xué)院電氣工程學(xué)院，廣州510430）

0 引言

雙管正激開關(guān)變換器克服了單管正激開關(guān)變換器中開關(guān)管電壓應(yīng)力高的缺點，而且不需要采用特殊的復(fù)位電路就可以保證變壓器的可靠磁復(fù)位，具有很高的可靠性[1]。與半橋開關(guān)變換器和全橋開關(guān)變換器相比，其在結(jié)構(gòu)上有抗橋臂直通的優(yōu)點[2]。因此雙管正激變換器被廣泛應(yīng)用于船舶供電系統(tǒng)、通信電源等中、大功率場合[3-4]。20 世紀(jì)70 年代以來，多輸出開關(guān)變換器被廣泛應(yīng)用于工業(yè)、商業(yè)及軍事設(shè)備的電子系統(tǒng)中。研究結(jié)果表明，在需要電池供電的便攜式設(shè)備中，采用多路電源供電可進一步降低設(shè)備的能耗[5]。結(jié)合雙管正激開關(guān)變換器和多路輸出開關(guān)變換器的優(yōu)點，本文將對雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器進行研究。

傳統(tǒng)的多路輸出技術(shù)主要是把幾個不同的DCDC 變換器組裝起來，或是采用具有耦合電感和磁放大器的二次穩(wěn)壓DC-DC 變換器，或是采用變壓器副邊多繞組，該類變換器不僅磁性元件多、電路復(fù)雜、體積大、成本高，而且還存在嚴(yán)重的交叉影響[6]。與傳統(tǒng)的多輸出變換器相比，采用分時復(fù)用[7]一個次級繞組的雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器有效地減少了電路的體積和重量，節(jié)省了電路制作的成本。本文主要通過對雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器的電路拓撲進行分析并進行小信號建模，繼而對其采用分時復(fù)用PI 控制兩路輸出穩(wěn)壓。最后在電力電子專業(yè)仿真軟件PSIM 中搭建了一臺輸入為DC48V，輸出為DC12V 和DC5V 的雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器電路，對該變換器的兩路精確控制以及兩路間無交叉影響進行了驗證。

1 分時復(fù)用技術(shù)

分時復(fù)用技術(shù)將通過圖1 和圖2 來分析說明。由圖1 的電路框圖可知，采樣各支路的輸出電壓后，經(jīng)過分時復(fù)用技術(shù)控制產(chǎn)生一系列具有一定時序的PWM波來同步控制變壓器副邊各輸出支路開關(guān)管與變壓器原邊開關(guān)管的開通與關(guān)斷。通過同步改變原邊開關(guān)與副邊各輸出支路開關(guān)的PWM 波的占空比可以精確調(diào)節(jié)每一條輸出支路的輸出電壓。圖2 為分時復(fù)用產(chǎn)生的PWM 波形圖。假設(shè)驅(qū)動原邊開關(guān)管的PWM 波的周期為nTs，那么驅(qū)動副邊每一條輸出支路開關(guān)管的PWM 波周期為Ts。分時復(fù)用技術(shù)能夠在一個為nTs的周期內(nèi)調(diào)節(jié)所有輸出支路。由于每一條輸出支路的同步調(diào)節(jié)都是在不同的副邊開關(guān)周期內(nèi)進行，也就不存在調(diào)節(jié)時間上的重疊，因此沒有交叉影響的問題存在。

圖1 多路輸出開關(guān)變換器的分時復(fù)用控制電路框圖

圖2 多路輸出開關(guān)變換器原邊開關(guān)和副邊開關(guān)的PWM波形

2 工作原理及建模

雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器的電路原理圖如圖3 所示。從圖中可知兩條輸出支路共用一個次級繞組，且在每個輸出支路上均增加了一個開關(guān)管。

圖3 雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器電路原理圖

2.1 工作原理分析

圖4 為工作在電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式（Continuous Conduction Mode，CCM）下的雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器在運用分時復(fù)用技術(shù)控制時的主要波形圖。從圖中可知，副邊兩個開關(guān)管SS1、SS2工作在互補的相位。為了保證兩條輸出支路不相互影響，需要使占空比D1和D2均小于0.5。由于兩條輸出支路不存在交叉影響，且兩條輸出支路的電路結(jié)構(gòu)與控制方法完全一致，因此可以把兩條輸出支路完全等同分析。在一個2Ts的周期內(nèi)，每一條支路均有兩種工作模態(tài)。

模態(tài)一：D1Ts（或D2Ts）期間，原邊開關(guān)管SP1、SP2與副邊開關(guān)管SS1（或SS2）導(dǎo)通，副邊開關(guān)管SS2（或SS1）斷開。此時，電源通過變壓器給支路電感充電，輸出支路的電感電流線性上升。

模態(tài)二：（2-D1）Ts（或（2-D2）Ts）期間，原邊開關(guān)管SP1、SP2與副邊開關(guān)管SS1、SS2均斷開。此時，輸出支路的電感電流通過二極管和負載放電，輸出支路的電感電流線性下降。

由式（1）和式（2）聯(lián)立可得雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器的每一條輸出支路的電壓傳輸比為：

圖4 雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器電路原理圖

2.2 狀態(tài)空間平均等效模型

由于兩條輸出支路可以完全等同分析，因此只需分析一路輸出的平均狀態(tài)空間等效模型。根據(jù)兩種工作模態(tài)可以建立CCM 下的雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器的小信號模型，以輸出支路一為例。

工作狀態(tài)1：D1Ts期間，電路圖如圖5 所示，以電感電流iL1（t）和電容電壓vC1（t）為狀態(tài)變量，以輸入電流ig（t）和輸出電壓vo1（t）為輸出變量，分別列寫狀態(tài)方程和輸出方程。

圖5 模態(tài)1等效電路圖

工作狀態(tài)2：（2-D1）Ts時期，電路圖如圖6 所示，此時對于電感L1和電容C1，可分別列寫如下方程式。

圖6 模態(tài)2等效電路圖

由式（4）和式（5）聯(lián)立求解并進行拉氏變換可得雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器輸出支路一的控制-輸出傳遞函數(shù)為：

同理可得輸出支路二的控制-輸出傳遞函數(shù)為：

由式（6）和式（7）可知，CCM 下的雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器的兩條輸出支路的控制-輸出傳遞函數(shù)均為雙重極點型傳遞函數(shù)，因此該變換器兩條輸出支路均可以采用PI 控制。

3 電路仿真分析

為了驗證該變換器理論分析的正確性，在電力電子專業(yè)仿真軟件PSIM 中進行仿真驗證，仿真電路如圖7 所示，仿真參數(shù)如圖中所標(biāo)示。

3.1 分時復(fù)用PI控制

圖8 所示為該變換器采用的分時復(fù)用PI 控制原理圖，其控制原理為分別采樣輸出支路一和輸出支路二的輸出電壓vo1、vo2，經(jīng)過PI 誤差放大器調(diào)節(jié)，限制誤差放大幅值后，分別與比較器的三角載波進行比較產(chǎn)生兩路PWM 波k1和k2。與此同時，k1和k2通過D 觸發(fā)器進行二分頻，并和k1、k2分別相與，實現(xiàn)兩輸出支路分別在兩個互補周期內(nèi)進行控制兩路輸出而不相互影響。最后，由副邊開關(guān)管PWM 波VGs1、VGs2相或輸出PWM 波給原邊開關(guān)SP1、SP2來選擇輸入的是輸出支路一的PWM 波還是輸出支路二的PWM 波，其仿真時序圖為圖9。

圖7 雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器仿真電路圖

圖8 雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器控制原理圖

圖9 控制電路仿真時序波形

3.2 輸出電壓特性分析

圖10 所示為雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器輸出電壓的仿真波形，兩路輸出支路分別實現(xiàn)了輸出電壓DC12V 和DC5V 穩(wěn)壓。說明該變換器采用分時復(fù)用PI控制可以精確調(diào)節(jié)輸出穩(wěn)壓。

圖11 展示了在t=0.2s 時刻，輸出支路一負載減小之后，經(jīng)過短時間PI 調(diào)節(jié)，輸出支路一重新穩(wěn)壓到DC12V，且其并沒有影響輸出支路二的輸出穩(wěn)壓；在t=0.22s 時刻，輸出支路二負載減小之后，同樣經(jīng)過短時間PI 調(diào)節(jié)，輸出支路二重新穩(wěn)壓到DC5V，且其同樣沒有影響輸出支路一的輸出穩(wěn)壓。圖12 所示為在t=0.2s 時刻，輸出支路一和二同時發(fā)生負載跳變，兩路輸出分別獨立進行短時調(diào)節(jié)后，分別重新穩(wěn)壓到DC12V 和DC5V，兩輸出支路間沒有相互干擾。由此說明，該變換器兩路輸出無交叉影響，控制電路具有良好的魯棒性。

圖10 雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器輸出電壓仿真波形

圖11 一路負載跳變時各輸出支路的電壓電流變化仿真波形

圖12 兩路負載同時跳變時各輸出支路的電壓電流變化仿真波形

4 結(jié)語

本文對采用分時復(fù)用PI 控制的雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器進行了工作原理分析和小信號建模，通過仿真驗證該控制方法，得出以下結(jié)論：

（1）雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器通過分時復(fù)用一個次級繞組即可實現(xiàn)獨立精確控制每一條輸出支路穩(wěn)壓。

（2）采用分時復(fù)用PI 控制雙管正激雙路輸出開關(guān)變換器可實現(xiàn)雙路輸出間無交叉影響，說明該控制方法具有良好的魯棒性。