文 枰

(四川文理學(xué)院智能制造學(xué)院 四川 達州 635000)

0 引 言

GMR生物傳感器主要由GMR傳感芯片和信號檢測電路組成[1-3]，它的直接檢測對象是與待測生物分子結(jié)合的免疫磁珠[4-5]。GMR傳感芯片內(nèi)部由阻值在幾百歐姆至幾千歐姆的GMR磁阻條構(gòu)成惠斯通電橋結(jié)構(gòu)。利用磁珠磁場引起的敏感電阻改變，來實現(xiàn)目標生物分子的檢測[6-7]。由于免疫磁珠的體積很小(粒徑為納米至微米量級)，其被磁化后產(chǎn)生的附加磁場強度也極小，使得GMR芯片的輸出有效信號十分微弱(信號的幅值與施加的激勵磁場和免疫磁珠有關(guān)，通常在微伏級)，且常常被湮沒在工頻噪聲及其諧波、激發(fā)信號及其諧波等強背景噪聲中，造成信噪比很低。因此，僅僅通過放大、濾波等常用的檢測方法不能滿足要求。另外，對于GMR生物傳感器來說，要求信號檢測具有一定的快速性和實時性。

鎖相放大是微弱信號檢測的重要方法[8-10]。雖然可以采用商用鎖相放大器對GMR生物傳感器的輸出信號進行檢測，但是商用鎖相放大器存在著體積大、價格昂貴等缺點，不利于GMR生物傳感器的集成化和微型化，難以滿足現(xiàn)場快速檢測的需求?？梢?，設(shè)計GMR生物傳感器專用信號檢測電路十分必要。

基于FPGA技術(shù)的數(shù)字電路具有穩(wěn)定性好、抗干擾能力強、處理速度快、體積小、可靈活定制等諸多優(yōu)勢。因此，本文根據(jù)GMR生物傳感器輸出信號的特點，設(shè)計了一套基于FPGA的數(shù)字式微弱信號相關(guān)檢測電路系統(tǒng)。還設(shè)計了DDS、幅度檢測等核心模塊，并對系統(tǒng)進行了聯(lián)合調(diào)試和測試。

1 雙通道相關(guān)檢測的原理

GMR生物傳感器的輸出信號頻率等于外加激勵磁場的頻率(本電路以頻率為2 kHz的激勵磁場信號為準而設(shè)計)，因此，本文采用雙通道互相關(guān)檢測技術(shù)[11]。如圖1所示，其核心為相關(guān)檢測器，主要由相敏檢測器(PSD)和低通濾波器(LPF)組成。

圖1 雙通道相關(guān)檢測原理圖

圖1中，Asin(ωt+θ)+n(t)為被測信號，由有用信號Asin(ωt+θ)和隨機噪聲n(t)組成。Bsin(ωt)和Bcos(ωt)為一對正交的參考信號。

被測信號分別與正交參考信號Bsin(ωt)和Bcos(ωt)進行互相關(guān)運算，即經(jīng)過相敏檢測器和低通濾波器(這里采用積分器實現(xiàn)低通濾波)之后，第一路的運算結(jié)果為：

n(t)]Bsin(ωt)dt=(ABcosθ)/2

(1)

第二路的運算結(jié)果為：

n(t)]Bcos(ωt)dt=(ABsinθ)/2

(2)

再將兩路運算結(jié)果求均方根，且當(dāng)參考信號的幅度為1時，即當(dāng)B=1，可以直接得出被測信號的幅值：

(3)

由式(3)可知，采用雙通道相關(guān)檢測，可極大地抑制背景噪聲，且不受參考信號與待測信號相位差θ波動的影響，具有很高的信噪比和穩(wěn)定性。

2 系統(tǒng)設(shè)計

整個電路系統(tǒng)框圖如圖2所示，包括前端信號調(diào)理、A/D轉(zhuǎn)換、FPGA數(shù)字處理。圖中虛線框內(nèi)表示FPGA內(nèi)部信號處理部分。

圖2 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)原理圖

2.1 信號調(diào)理及A/D轉(zhuǎn)換

信號調(diào)理電路包括放大電路和帶通濾波電路。采用兩級放大：第一級采用儀表放大器芯片AD8429實現(xiàn)，設(shè)計放大倍數(shù)為501倍；第二級采用OP27構(gòu)成同相放大，放大倍數(shù)為4倍。采用AD公司生產(chǎn)的ADA4851-1芯片設(shè)計二階有源帶通濾波器，濾波器的中心頻率為2 kHz，通頻帶寬為200 Hz，通帶增益為20 dB。電路原理圖如圖3所示。A/D轉(zhuǎn)換電路用MAXIM公司生產(chǎn)的16位A/D轉(zhuǎn)換器MAX1179芯片實現(xiàn)。

圖3 電路原理圖

2.2 數(shù)字信號處理關(guān)鍵模塊

FPGA內(nèi)部信號處理部分主要包括帶通濾波、DDS、相敏檢測、低通濾波、幅值求解等模塊[12-14]。模塊代碼均采用Verilog HDL編寫。為了提高信號處理的速度，所有模塊采用流水線結(jié)構(gòu)編寫代碼。

2.2.1 數(shù)字濾波器

本文采用分布式算法設(shè)計FIR濾波器。帶通濾波器和低通濾波器均設(shè)計為64階的分布式算法濾波器。

設(shè)長度為M×N的內(nèi)積為：

(4)

將式(4)中的乘積和分割成M個獨立的N階并行查找表，可得：

(5)

將64輸入的查找表分為8個并行的8輸入查找表。圖4為數(shù)字低通濾波器的仿真結(jié)果。

圖4 低通濾波器仿真結(jié)果

可見，頻率在通帶內(nèi)的信號幾乎無衰減地通過低通濾波器，而帶外信號被有效地濾除。

2.2.2DDS信號源

DDS模塊的輸出頻率fout是系統(tǒng)時鐘頻率fclk、相位累加器的位數(shù)N和頻率控制字K的函數(shù)，數(shù)學(xué)關(guān)系式為：

(6)

顯然N越大，頻率分辨率越高。綜合考慮輸出頻率分辨率和ROM查找表的容量消耗，DDS中的相位累加器和頻率控制字的位寬均取32位，ROM查找表的地址位寬取10位。系統(tǒng)時鐘頻率為20 MHz，要得到頻率為2 kHz的正交參考信號，依據(jù)數(shù)學(xué)關(guān)系式可得頻率控制字(取整)：K=429 497。采用ModelSim軟件仿真結(jié)果如圖5所示，由圖可知，能夠準確的產(chǎn)生兩路正交的參考信號，頻率均為2 kHz。

圖5 DDS仿真結(jié)果

2.2.3 信號幅值求解

采用CORDIC算法的向量模式來計算被測正弦信號的幅值。設(shè)A為需要旋轉(zhuǎn)的角度，當(dāng)旋轉(zhuǎn)到與x軸重合時，Y變?yōu)?，算法原理如下：

Xn+1=Xn-SnYn2-n

(7)

Yn+1=Yn-SnXn2-n

(8)

An+1=An-Snarctan(2-n)

(9)

經(jīng)過N次迭代過后，公式變?yōu)椋?/p>

(10)

Yn+1=0

(11)

(12)

式中：

(13)

如果A0=0，對于給定的X0和Y0，經(jīng)過N次迭代后CORDIC算法的輸出公式變?yōu)椋?/p>

(14)

將相關(guān)器輸出的兩路信號分別代入式(14)的X和Y，即可計算出向量(X,Y)的長度，即待測信號的幅值。

綜合精度要求與FPGA內(nèi)部資源消耗情況，采用七級迭代CORDIC算法實現(xiàn)信號幅值求解。仿真結(jié)果如圖6所示。仿真結(jié)果與理論計算相符。

圖6 幅值求解模塊仿真結(jié)果

2.2.4 系統(tǒng)仿真

將各個模塊級聯(lián)，進行系統(tǒng)仿真。仿真結(jié)果如圖7所示?？梢姡粶y信號進入相關(guān)檢測系統(tǒng)后，經(jīng)過一定時間后穩(wěn)定為直流輸出。輸出數(shù)字量的范圍為16 352～16 379，經(jīng)計算，相對誤差低于0.2%。

圖7 系統(tǒng)仿真結(jié)果

3 實驗結(jié)果及性能分析

為了檢驗設(shè)計的檢測電路系統(tǒng)的性能，對該電路進行了測試，測試平臺如圖8所示。采用美國安捷倫公司的Agilent-Keysight33621A函數(shù)信號發(fā)生器產(chǎn)生正弦信號，并使用精密金屬膜電阻進行100∶1分壓，從而獲得微伏量級的待測信號。

圖8 電路測試平臺

表1為輸入信號幅值分別為10、20、50、100 μV時的實驗測試結(jié)果。由測試結(jié)果可知，當(dāng)輸入信號為10 μV時，檢測的相對誤差比較大。隨著輸入信號幅值的增大，檢測的相對誤差呈減小趨勢。經(jīng)分析，產(chǎn)生誤差的主要原因有：信號調(diào)理電路的增益漂移、A/D轉(zhuǎn)換的量化誤差和FPGA內(nèi)部信號處理的誤差。

表1 實驗測試結(jié)果

4 結(jié) 語

針對GMR生物傳感器輸出微弱信號檢測問題，設(shè)計了GMR生物傳感器專用的數(shù)字化信號檢測電路，對電路關(guān)鍵模塊進行了分析，完成了檢測電路設(shè)計。測試實驗表明，該電路能有效地將微弱信號檢測出來，且檢測的相對誤差隨著被測信號幅值的增大而逐漸減小，當(dāng)輸入信號為100 μV時，檢測相對誤差為0.83%。實驗結(jié)果證明了該電路具有良好的弱信號檢測性能，為GMR生物傳感器檢測系統(tǒng)的集成化和小型化奠定了一定基礎(chǔ)。