王 磊，梁恒浩

(海軍駐哈爾濱地區(qū)艦船配套軍事代表室，黑龍江 哈爾濱 150046)

0 引言

正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技術(shù)和SC-FDE技術(shù)是2種有效抵抗無線信道多徑效應(yīng)的技術(shù)。但是OFDM的峰均功率比較大，對(duì)射頻放大器線性度的要求較高，對(duì)頻偏和相位噪聲特別敏感。針對(duì)這些不足，SC-FDE系統(tǒng)采用了OFDM信號(hào)處理的方式，與傳統(tǒng)的單載波時(shí)域均衡相比，復(fù)雜度降低，抗多徑的能力更強(qiáng)[1-2]。

在SC-FDE系統(tǒng)中，信道估計(jì)是信道均衡的前提。信道估計(jì)的性能關(guān)系到均衡的效果，進(jìn)而影響SC-FDE系統(tǒng)的性能。目前，很多學(xué)者對(duì)信道估計(jì)進(jìn)行了深入研究。文獻(xiàn)[3]將粒子濾波與SC-FDE系統(tǒng)的訓(xùn)練序列UW相結(jié)合，濾除噪聲的干擾，性能有了改善；文獻(xiàn)[4]將SC-FDE應(yīng)用到毫米波通信中，為了解決信道的相位噪聲高頻率的振蕩，提出了迭代的MMSE算法，性能有所改善；文獻(xiàn)[5]提出了基于壓縮感知的信道估計(jì)算法，根據(jù)信道的稀疏性設(shè)計(jì)了循環(huán)前綴序列，提高了估計(jì)精度；文獻(xiàn)[6]在MIMO-SC-FDE系統(tǒng)中，提出了新的聯(lián)合信道估計(jì)算法，對(duì)MMSE估計(jì)算法初始化，然后利用使用順序連續(xù)干擾進(jìn)行迭代處理取消技術(shù)消除噪聲干擾，取得良好的性能。由以上分析可知，信道估計(jì)的研究基本圍繞著LS和MMSE算法展開，通過其他方法降低復(fù)雜度或減少噪聲的干擾。在高速通信中，信道快速變化，傳統(tǒng)的LS算法無法有效跟蹤信道的變化，基于此，本文提出了一種改進(jìn)的LS信道估計(jì)算法。仿真結(jié)果表明，本文所提的方法實(shí)時(shí)性高，自適應(yīng)跟蹤信道變化，降低了硬件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。

1 SC-FDE系統(tǒng)模型

1.1 SC-FDE系統(tǒng)的原理框

SC-FDE系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1所示。

首先對(duì)輸入的二進(jìn)制數(shù)據(jù)進(jìn)行星座映射，將映射之后的數(shù)據(jù)插入循環(huán)前綴，組裝成幀進(jìn)行傳輸。在接收端，先將接收到的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴，通過FFT來實(shí)現(xiàn)時(shí)域到頻域的轉(zhuǎn)換，再與得到的信道估計(jì)值進(jìn)行信道均衡，最后通過IFFT將頻域信號(hào)轉(zhuǎn)換到時(shí)域得到均衡后的數(shù)據(jù)。

圖1 SC-FDE系統(tǒng)模型

1.2 SC-FDE系統(tǒng)UW序列

SC-FDE系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)如圖2所示。SC-FDE系統(tǒng)中，循環(huán)前綴采用特殊字(Unique Word，UW)UW序列。UW序列是Chu序列或者Frank-Zadoff序列[7-8]。Frank-Zadoff序列和Chu序列均是由I路和Q路2路信號(hào)組成，I路信號(hào)和Q路信號(hào)的計(jì)算公式如下:

In=cos(θn),0≤n≤U,

(1)

Qn=sin(θn),0≤n≤U,

(2)

式中，U為UW序列長度。

當(dāng)產(chǎn)生Frank-Zadoff序列時(shí)，θn由如下式進(jìn)行計(jì)算:

(3)

當(dāng)產(chǎn)生Chu序列時(shí)，θn由如下式進(jìn)行計(jì)算:

(4)

圖2 SC-FDE系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)

2 SC-FDE系統(tǒng)信道估計(jì)

2.1 傳統(tǒng)的LS信道估計(jì)算法

接收的UW序列頻域數(shù)據(jù)為R=[R1,…,RNg]T表示，發(fā)送的UW序列頻域數(shù)據(jù)S=[S1,…,SNg]T，頻域噪聲W=[W0,W1,...,WN-1]T，信道頻域傳輸函數(shù)H=diag[H0,…,HN-1]，則可得到：

R=HS+W。

(5)

根據(jù)最小二乘準(zhǔn)則，代價(jià)函數(shù)為：

JLS=R-SHTR-SH。

(6)

對(duì)式(6)關(guān)于H求導(dǎo)使其為0，可得：

(7)

可求得：

(8)

LS信道估計(jì)值與信道傳輸函數(shù)之間的誤差為：

(9)

傳統(tǒng)的LS信道估計(jì)算法是將接收的信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻域上完成估計(jì)，得到信道函數(shù)的頻域值。在硬件實(shí)現(xiàn)中，F(xiàn)FT運(yùn)算實(shí)時(shí)性不高，因此，傳統(tǒng)的LS信道估計(jì)算法無法有效跟蹤信道的快速變化。

2.2 DFT插值

3 改進(jìn)的自適應(yīng)LS信道估計(jì)算法

假設(shè)信道沖擊響應(yīng)在一個(gè)數(shù)據(jù)塊內(nèi)保持不變，為了便于化簡，令hll=0,1,...L長度為L+1，則：

(10)

設(shè)UW序列長度為Q，UW序列分為2塊相同的UW序列，長度為Q/2。其SC-FDE系統(tǒng)的傳輸結(jié)構(gòu)如圖3所示。

(11)

(12)

設(shè)x為用戶數(shù)據(jù)，u為UW序列，令：

(13)

則

(14)

(15)

則式 (14)為：

rb=Hsu+wb=Uh+wb，

(16)

式中，h=[h0,...,hL,01×(Q/2-L-1)]T，UW序列ul=0,...,Q/2-1。

圖3 SC-FDE系統(tǒng)的傳輸結(jié)構(gòu)

4 仿真結(jié)果

UW序列為128，數(shù)據(jù)塊長度為1 024，調(diào)制方式為QPSK，符號(hào)速率10 MHz，信道為SUI-3信道[9-10]。傳統(tǒng)LS算法與所提LS算法相對(duì)誤差如圖4所示。傳統(tǒng)的LS算法估計(jì)信道值與真實(shí)值的功率譜如圖5所示。本文所提的LS算法估計(jì)信道值與真實(shí)值的功率譜如圖6所示。由仿真結(jié)果可知本文所提出的自適應(yīng)LS算法與傳統(tǒng)的LS估計(jì)算法具有相同的性能。但是所提出的LS算法直接估計(jì)出信道的時(shí)域值，只需要經(jīng)過一次FFT插值可得到均衡所需的信道頻域值，比傳統(tǒng)的LS信道估計(jì)算法減少了2次FFT的使用，降低硬件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，提高了實(shí)時(shí)性。

圖4 傳統(tǒng)LS算法與所提LS算法相對(duì)誤差

圖5 傳統(tǒng)的LS算法估計(jì)信道值與真實(shí)值的功率譜

圖6 所提的LS算法估計(jì)信道值與真實(shí)值的功率譜

5 結(jié)束語

通過對(duì)SC-FDE系統(tǒng)的研究，針對(duì)基于傳統(tǒng)的LS信道估計(jì)算法無法有效跟蹤信道變化的缺點(diǎn)，本文提出了一種自適應(yīng)跟蹤信道變化的LS算法，性能與傳統(tǒng)LS信道估計(jì)算法相同，但是減少了2次FFT運(yùn)算，降低了硬件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，實(shí)時(shí)性良好。仿真結(jié)果表明，本文提出的自適應(yīng)LS信道估計(jì)算法相比傳統(tǒng)的信道估計(jì)算法有更好的實(shí)時(shí)性和低硬件復(fù)雜度，具有重要的參考價(jià)值。