李廷華，毛福春，朱東來，韓 熠，李壽波，袁 剛

(1.云南中煙工業(yè)有限責任公司技術中心，云南 昆明 650231； 2.云南大學 信息學院，云南 昆明 650091； 3.江蘇省郵電規(guī)劃設計院有限責任公司，江蘇 南京 210019)

0 引言

自3G技術推廣以來，無線通信系統(tǒng)的吞吐能力一直面臨著移動接入業(yè)務迅猛發(fā)展所帶來的巨大挑戰(zhàn)。為進一步提高商業(yè)通信系統(tǒng)的容量，在頻分復用(FDM)、時分復用(TDM)、空分復用(SDM)、碼分復用(CDM)、極化復用(PDM)、波分復用(WDM)、正交頻分復用(OFDM)、多輸入多輸出(MIMO)等技術之外，人們又發(fā)展了基于動態(tài)頻譜接入的802.22、802.16等技術和標準[1]。近年來，人們發(fā)現(xiàn)電磁波可以攜帶軌道角動量(Orbital Angular Momentum,OAM)，并且不同的OAM模式相互正交，這一特征應用于頻譜復用可極大地提升系統(tǒng)的容量和頻譜效率[2-3]。

毫無疑問，研究基于OAM復用的通信技術，其前提是能夠便捷地獲得高質(zhì)量的OAM載波。在光頻段，OAM光波生成方法較為豐富，包括了螺旋相位板[4]、q板[5]、計算機輔助全息圖[6]、螺旋透鏡[7]、超表面[8]、Dammann柵格板[9]、模式轉換[10]以及變換光學[11]等諸多方法。因此，針對OAM光通信系統(tǒng)的研究工作也比較多[12-18]。反觀微波段，產(chǎn)生OAM波束的方法顯得寥寥無幾。2007年，Thidé等人報道了基于圓環(huán)形相控天線陣OAM射頻波束的生成方法，這種方式可以重構l

本文基于環(huán)形行波天線原理，提出了一種采用環(huán)形槽線結構產(chǎn)生多種模式OAM波束的方法。天線采用雙端口正交饋電的方式激勵，為此設計了一個加載90°相移器的威爾金森功分器。在此基礎上，分析和比較了理想饋電情況下不同OAM模式下天線的輻射效果，探討了饋電網(wǎng)絡與天線的集成特性，并結合互易定理模擬了天線收發(fā)OAM波束的過程。

1 天線原理及結構設計

環(huán)形行波天線的工作原理如圖1所示。圖中α，φ，θ，r分別表示圓環(huán)半徑、方位角、俯仰角和原點至觀察點的距離。當在圓環(huán)上加載電流I=I0ejlφ時(其中，I0與l分別表示電流幅度和模式數(shù))，則在觀察點L(r,θ,φ)處的輻射場可表示為[25]：

(1)

圖1 環(huán)形行波天線工作原理

1.1 環(huán)形槽線天線結構

環(huán)形槽線天線的結構示意如圖2所示，①為槽線，②為介質(zhì)基板，③為饋電網(wǎng)絡，④為反射背腔。反射背腔的深度為λ0/4，其中λ0為自由空間波長。采用FR4基板，其相對介電常數(shù)εr=4.4，損耗角正切為0.02，厚度為1.6 mm。饋電網(wǎng)絡位于基板的下表面，特征阻抗為50 Ω。SMA同軸探針從天線上表面穿過介質(zhì)基板連接到饋電網(wǎng)絡③的輸入端口。環(huán)形槽線的周長為C=lλg，其中λg為槽線的波導波長。當介質(zhì)基板的相對介電常數(shù)為3.8≤εr≤9.8時，λg可采用下式計算得出[23]：

λg=λ00.9217-0.277lnεr+0.0322(ws/h)×

(2)

式中，h為介質(zhì)基板的高度，ws為槽線的寬度，f0為工作頻率。通過取不同的l值可以調(diào)整環(huán)形槽線的尺寸，并產(chǎn)生不同模式數(shù)的OAM波束。值得注意的是，圓環(huán)作為典型的諧振結構，若要生成具有螺旋相位的OAM波束，則需要抑制駐波分量并使其工作在行波狀態(tài)。為了解決此問題，設計了一種饋電網(wǎng)絡，并采用雙端口正交饋電方式來進行激勵。

圖2 環(huán)形槽線天線結構示意

1.2 饋電網(wǎng)絡

圖3(a)為饋電網(wǎng)絡的結構示意圖，由威爾金森功分器和相移器組成。功分器的作用是輸出2個全同信號；相移器串聯(lián)在功分器的輸出端口之一，通過增設微帶延時線，使得該路的輸出信號相對于另一路的輸出信號相位延遲90°。換而言之，最終2路輸出信號幅度相等，但相位卻相差90°，形成一對正交信號。圖3(a)中，p表示功分器的輸入端口，SMA同軸探針從槽線天線上表面穿過基板連接到p點，a和c表示功分器的2個輸出端口，a和b之間是長度為λg/4的微帶延時線。為了使該天線工作在行波狀態(tài)，饋電位置1和2相距n±lλg/4，其中n為整數(shù)。

圖3(b)給出了功分器S參數(shù)的仿真結果，其中S12和S13分別表示端口p，a和端口p，c之間的傳輸系數(shù)，S11表示端口p的反射系數(shù)。不難看出，a和c兩點的信號等幅度同相，并且S11在1～3.5 GHz范圍內(nèi)小于-10 dB，在1.95～2.45 GHz范圍內(nèi)小于-20 dB，表明電路匹配良好。通過增加長度為λg/4的微帶延時線，使得到達b點的信號相對于c點的信號有90°相位延遲。

圖3 饋電網(wǎng)絡模型

2 天線仿真與性能分析

首先，討論在理想饋電的條件下，當天線工作的模式數(shù)l不同時，所生成波束的變化情況；其次，分析將設計的饋電網(wǎng)絡和天線連接時，天線的工作情況；最后，模擬兩天線間OAM電波的收發(fā)場景，并觀察OAM波束的傳播。

2.1 模式數(shù)l的影響

仿真條件設置如下：h=1.6 mm，ws=2 mm，εr=4.4，f0=2.4 GHz。圖4、圖5及圖6給出了當模式數(shù)l依次取2、3、4、5時，OAM波束的變化情況。其中，圖4描述的是波束橫向場的強度分布，顯然，電場呈螺旋狀分布，螺旋軌跡的數(shù)量為2l，波束中心區(qū)域場強極小，呈現(xiàn)出中空波束的特點，并且隨著l的變大，這一區(qū)域的尺寸也隨之變大，圖5描述的是波束橫向場的相位分布，可以清楚地看出數(shù)量為l的螺旋軌跡，這正是OAM波束最重要的本質(zhì)特征。圖6描述了天線的三維遠場輻射圖，不難發(fā)現(xiàn)，輻射圖中央有凹陷，且凹陷區(qū)域的尺寸隨l的增加而變大，波束變得愈加發(fā)散，這從另一角度闡釋了中空波束的內(nèi)涵。

圖4 不同模式數(shù)的電場強度分布

圖5 不同模式數(shù)的相位分布

圖6 不同模式數(shù)的三維遠場輻射

2.2 饋電網(wǎng)絡的影響

圖7描述的是將設計的饋電網(wǎng)絡與天線集成之后，工作于l=3模式的天線的工作情況。圖7(a)～圖7(c)分別表示天線的電場強度分布、相位分布以及遠場三維輻射圖。通過將圖7(a)～圖7(c)分別與圖4(b)、圖5(b)和圖6(b)進行比較可以發(fā)現(xiàn)，集成天線增加了功率的損耗，但仍能滿足生成OAM波束的要求，這間接驗證了饋電設計的可行性和有效性。

圖7 集成天線仿真結果

2.3 OAM波束的收發(fā)與傳播

互易定理表明天線具有可逆性，即同一副天線既可用作發(fā)射天線，也可用作接收天線。同一天線作為發(fā)射或接收天線的基本特性參數(shù)是相同的。仍然以l=3為例，如圖8(a)所示，將2個集成后的天線①、②放置在相距為d的位置上，并使它們的中心保持在同一軸線上。假設天線①是發(fā)射天線，天線②是接收天線。圖8(a)給出了2個天線基板中電場的分布，由圖不難發(fā)現(xiàn)，基板中電場沿圓環(huán)呈周期分布，且天線①發(fā)射的信號經(jīng)過傳輸衰減后，天線②接收到的信號強度有了明顯的減弱。圖8(b)進一步給出了兩天線間的傳輸系數(shù)，通過對比S11和S12可以看出，傳播距離d在這2個收發(fā)天線之間的引入了30 dB左右的傳輸損耗。

圖8 波束收發(fā)模型

為了進一步直觀地考察距離d的影響，分別取d=4λ0、d=10λ0、d=20λ0進行計算，得到如圖9所示的發(fā)射天線的遠場三維輻射圖和如圖10所示的輻射波束電場的縱向剖面圖。從圖9可以看出，在d不同的情況下，天線的輻射副瓣也不盡相同，這說明接收天線對OAM波束的傳播有一定的影響，并且隨著d的增大，副瓣逐漸消失；圖10描述的是對應的縱向電場的強度分布，從中不僅可以看出OAM波束中空的特征，也可直觀地觀察到OAM波束在傳輸過程中的發(fā)散現(xiàn)象。隨著d的增加，更多的能量偏離天線的軸線方向，向周圍空間擴散，這對位于軸線方向上OAM天線的接收能力提出了更高的要求。

圖9 發(fā)射天線的三維遠場輻射

圖10 輻射波束的縱向電場分布

3 結束語

基于環(huán)形槽線結構提出了一種新的OAM天線，為天線設計了一種加載90°相移器的威爾金森功分器，使天線能夠以雙端口正交饋電的方式被激勵，并最終可按設計生成所需要的OAM波束。分析了當模式數(shù)l變化時，理想正交信號激勵下天線工作特性的變化；以l=3為例，考察了饋電網(wǎng)絡對天線工作性能的影響，并進一步模擬了OAM信號在收發(fā)天線之間的傳播過程。結果表明，所述基于環(huán)形槽線結構的天線適用于生成多種模式的OAM射頻波束。本文的工作對促進基于OAM的無線通信系統(tǒng)和技術走向實際應用有重要參考價值和指導意義。