王 茵,莫金容,施燕峰,鄢婷婷

(1.貴州師范大學(xué)智能信息處理研究所,貴陽 550001;2.貴州交通職業(yè)技術(shù)學(xué)院,貴陽 550001)

自問世以來,后向散射通信因其低成本和低功耗已在RFID(Radio Frequency Identification)系統(tǒng)中得到普遍應(yīng)用[1-2]。同樣地,運(yùn)用后向散射通信原理,傳感節(jié)點(diǎn)發(fā)射機(jī)可簡(jiǎn)化成連接到天線的晶體管,將大大降低無線通信系統(tǒng)的成本和功耗。例如,華盛頓大學(xué)的學(xué)者研究了基于后向散射通信具有射頻能量獲取的WISP(Wireless Identification and Sensing Platform)無線智能傳感系統(tǒng),該系統(tǒng)支持標(biāo)準(zhǔn)的UHF RFID協(xié)議,具有可編程、可擴(kuò)展的功能,已在無線測(cè)溫、生物信號(hào)獲取等領(lǐng)域得到應(yīng)用[3-5]。還有,基于后向散射通信和無線能量獲取的汽車主動(dòng)式安全監(jiān)測(cè)研究也受到普遍關(guān)注[6-8],如胎壓監(jiān)測(cè)系統(tǒng)[9];在激光脈沖主動(dòng)探測(cè)和PM2.5測(cè)量的應(yīng)用中,前者分析了大氣散射模型導(dǎo)致的后向散射對(duì)激光脈沖的影響,后者基于后向散射建立了PM2.5顆粒物濃度的方法[10-11]。此外,后向散射原理在新興的綠色通信技術(shù)和無線功率的時(shí)間優(yōu)化方案上得到相應(yīng)的研究[12-13]?？梢韵嘈?后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)的研究和應(yīng)用會(huì)得到越來越多的重視。

與RFID系統(tǒng)較高的數(shù)據(jù)速率不同,后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)主要用于變化相對(duì)較慢的環(huán)境,數(shù)據(jù)速率往往較低,一般在10 bit/s左右。因此,后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)工作距離較大,連續(xù)工作時(shí)間也較長(zhǎng)。但是,正因?yàn)閷?shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單,后向散射傳感節(jié)點(diǎn)沒有接收機(jī),也不具有防碰撞功能,不像RFID系統(tǒng)那樣,具有協(xié)商和同步機(jī)制。而對(duì)于多傳感器應(yīng)用環(huán)境,必須考慮同頻道干擾問題[14-15]。鑒于此,基于頻分多址FDMA(Frequency Division Multiple Access)和軟件無線電技術(shù)SDR(Software Defined Radio)[16-17],本文提出一種無干擾可配置的后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)架構(gòu),以提高無線通信的靈活性、可擴(kuò)展性、抗干擾性,降低成本和功耗。

1 后向散射傳感信號(hào)模型

后向散射傳感節(jié)點(diǎn)結(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單,可表示成開路和短路兩個(gè)負(fù)載狀態(tài)間切換的天線,如圖1所示。圖1中,當(dāng)后向散射傳感收發(fā)器發(fā)送的射頻載波信號(hào)被后向傳感器天線接收后,受傳感數(shù)據(jù)的影響,傳感節(jié)點(diǎn)負(fù)載狀態(tài)不斷變化,反射系數(shù)也隨之變化,從而實(shí)現(xiàn)反射信號(hào)被傳感數(shù)據(jù)調(diào)制,并通過后向散射傳回傳感收發(fā)器。

圖1 后向散射傳感信號(hào)模型

如果記傳感收發(fā)器發(fā)送的未調(diào)制載波復(fù)信號(hào)為:

(1)

式中:P、ωc和φc分別是載波信號(hào)的峰值功率、角頻率和相位。

則第i個(gè)傳感器接收到載波復(fù)信號(hào)可表示為:

(2)

式中:αi是路徑傳輸衰耗。

引起天線負(fù)載變化的傳感數(shù)據(jù)是二元序列,則時(shí)變的反射系數(shù)可表示為:

(3)

式中:ak∈{+1,-1}是反射系數(shù)對(duì)應(yīng)的二元序列,對(duì)應(yīng)于負(fù)載的開路和短路兩個(gè)狀態(tài),p(t)是周期為Ti的傳感數(shù)據(jù)矩形脈沖。

(4)

式中:τi為信號(hào)傳輸時(shí)延,φoi是接收到的傳感信號(hào)的相位。

如果有多個(gè)傳感器同時(shí)工作,則收發(fā)器收到的信號(hào)為:

(5)

式中:n(t)是高斯白噪聲。

從上可見,經(jīng)過反射,載波信號(hào)幅度和相位已被傳感數(shù)據(jù)調(diào)制,即后向散射傳感信號(hào)通過調(diào)幅和調(diào)相,實(shí)現(xiàn)了后向散射調(diào)制通信。

還可見,區(qū)別于傳統(tǒng)的無線傳感網(wǎng)絡(luò)和RFID系統(tǒng),這種后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)具有如下特點(diǎn):

①由于傳感器沒有產(chǎn)生本地的射頻信號(hào),只是反射收發(fā)器的載波信號(hào),沒有頻偏,因此,收發(fā)器實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單,可采用零中頻的接收方式,不存在鏡像干擾的問題,也易于實(shí)現(xiàn)集成。

②由于后向散射傳感信號(hào)是一個(gè)慢變化信號(hào),傳感數(shù)據(jù)速率低,大都是10 bit/s量級(jí)[18],可降低傳感節(jié)點(diǎn)功耗,提高傳輸距離。

③由于傳感數(shù)據(jù)速率低,傳輸時(shí)延可忽略不計(jì),收發(fā)器與傳感器之間自然同步,收發(fā)器和傳感器實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單,且反射信號(hào)可以只考慮幅度調(diào)制,即可用ASK調(diào)制表征傳感節(jié)點(diǎn)的后向散射通信。

但是,由于后向散射傳感節(jié)點(diǎn)沒有接收機(jī),不像RFID系統(tǒng)那樣,具有協(xié)商和同步機(jī)制,也不具有防碰撞功能。因此,對(duì)于多傳感器應(yīng)用環(huán)境,會(huì)出現(xiàn)頻率干擾問題,即類似于RFID系統(tǒng)多標(biāo)簽碰撞。

2 可配置架構(gòu)

正如前述,由于后向散射傳感節(jié)點(diǎn)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,沒有RFID系統(tǒng)的防碰撞協(xié)議,因此,當(dāng)多個(gè)傳感器同時(shí)工作時(shí),會(huì)出現(xiàn)同頻道干擾問題,從而影響傳感器的無線接入和系統(tǒng)性能。因此,提出一種基于頻分多址和軟件無線電的后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)架構(gòu),實(shí)現(xiàn)傳感數(shù)據(jù)脈沖周期的可配置,避免多傳感數(shù)據(jù)功率譜混疊,既保證后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)靈活性,又改善系統(tǒng)性能。

2.1 基于軟件無線電可配置的架構(gòu)

圖2是廣義上的軟件無線電架構(gòu),包括射頻前端、帶寬變換和數(shù)據(jù)處理三部分[16]。射頻前端由天線、低噪放大器和上、下變頻器組成,上、下變頻器中心頻率可配置;在軟件無線電架構(gòu)鏈中,帶寬變換最重要,包括A/D和D/A,它決定系統(tǒng)的整個(gè)帶寬,影響數(shù)據(jù)處理的方式、速度和系統(tǒng)的性能。為提高系統(tǒng)性能,要求A/D和D/A盡可能靠近天線。這種方式盡管結(jié)構(gòu)靈活,但因其需要較高的采樣率,物理上較難實(shí)現(xiàn);數(shù)據(jù)處理單元比較靈活,可采用PC機(jī)、FPGA、DSP中的一種,或者它們之間的組合實(shí)現(xiàn)。

傳統(tǒng)無線傳感節(jié)點(diǎn)的組成如圖3(a)所示。圖3(a)中,收發(fā)器完成傳感數(shù)據(jù)的調(diào)制和射頻放大,或者完成射頻信號(hào)到數(shù)字信號(hào)的轉(zhuǎn)換。收發(fā)器采用硬件的方式實(shí)現(xiàn)物理層、鏈路層的功能,僅能支持一種通信協(xié)議和頻段,擴(kuò)展性、靈活性差。

圖3 可配置的傳感網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)

因此,基于軟件無線電技術(shù),利用軟件無線電的優(yōu)點(diǎn),提出一種可配置后向散射無線傳感架構(gòu)。第1步,構(gòu)建基于軟件無線電的后向散射傳感收發(fā)器架構(gòu),如圖3(b)所示。圖3(b)中,采用基于DSP的數(shù)字頻率合成技術(shù),實(shí)現(xiàn)收發(fā)器載波頻率的可配置,以滿足不同工作頻段的需要;采用FPGA+DSP技術(shù),實(shí)現(xiàn)傳感數(shù)據(jù)的頻譜分析、濾波和其他處理,并支持多種協(xié)議,實(shí)現(xiàn)與其他網(wǎng)絡(luò)的互聯(lián)。第2步,構(gòu)建基于軟件的脈寬可配置后向散射傳感器。采用FPGA+DSP技術(shù),實(shí)現(xiàn)傳感數(shù)據(jù)脈沖寬度的可配置,如圖3(c)所示。

實(shí)現(xiàn)這種可配置的后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)可分為兩個(gè)階段。第一階段,原型驗(yàn)證階段。這個(gè)階段要求軟件容易編程,采用具有較強(qiáng)的計(jì)算能力的軟件無線電平臺(tái),驗(yàn)證提出的架構(gòu)和算法;第二階段,系統(tǒng)優(yōu)化完善階段。在第1個(gè)階段的基礎(chǔ)上,第2個(gè)階段完全采用FPGA+DSP技術(shù),實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的靈活性和可擴(kuò)展性,同時(shí)降低系統(tǒng)的成本和物理尺寸。

本文工作屬于第一階段,采用成熟的軟件無線電平臺(tái),驗(yàn)證提出系統(tǒng)的可行性和合理性。

2.2 脈沖周期配置條件

既要避免同頻道干擾,解決多傳感器無線接入的問題,又要使后向散射傳感節(jié)點(diǎn)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,本文提出一種具有副載波調(diào)制的接入方法,即FDMA的接入方法。

由于方波信號(hào)功率主要集中在基波,因此,為便于分析,接收到的ASK調(diào)制傳感復(fù)信號(hào)可用基波表示為:

(6)

式中:ωi=2π/Ti,也就是頻分多址副載波的角頻率。

按照相關(guān)短距離無線通信的頻譜的約束,功率譜可近似表示為[19-20]:

S(f)≈1/(f-fi)2

(7)

式中:fi=1/Ti

并且,信號(hào)功率譜集中在fi±ri/2的范圍內(nèi),即信號(hào)帶寬為:

Wi=ri=1/Tbi

(8)

式中:Tb是傳感數(shù)據(jù)碼元寬度。

因此,如果第1,2,…,n個(gè)傳感器對(duì)應(yīng)的脈沖周期滿足:T1

(9)

以此類推:

(10)

同時(shí),由于頻譜資源有限,為保證這n個(gè)傳感數(shù)據(jù)能被傳感收發(fā)器接收,則這n個(gè)傳感器對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)碼元寬度還應(yīng)滿足下式:

(11)

式中:B是傳感收發(fā)器接收帶寬,一般可選擇為有關(guān)無線電規(guī)范劃分的頻道帶寬值250 kHz[19]。

式(10)給出了實(shí)現(xiàn)多傳感器無干擾接入必須滿足的傳感數(shù)據(jù)脈沖周期約束,而式(11)則給出了多傳感器接入傳感(二元)數(shù)據(jù)累積符號(hào)率的上界。利用這些約束和上界,可靈活配置多傳感數(shù)據(jù)脈沖周期,實(shí)現(xiàn)后向散射多傳感器無干擾接入。

3 原型實(shí)現(xiàn)

近年來,隨著軟、硬件技術(shù)的發(fā)展,各種適合科學(xué)研究的軟件無線電平臺(tái)應(yīng)運(yùn)而生。如采用Linrad,High Performance Software Define Radio,GNU Radio和LabVIEW實(shí)現(xiàn)的軟件無線電平臺(tái)原型等。其中,采用LabVIEW和GNU Radio實(shí)現(xiàn)的軟件無線電平臺(tái)原型最普遍。

3.1 LabVIEW和GNU Radio

GNU Radio是開源的軟件無線電專用開發(fā)軟件,支持Linux和Windows環(huán)境,采用圖形化和文本編程模式。GNU Radio 運(yùn)用主要采用Python編程語言編寫,而核心信號(hào)處理模塊則是C++在帶浮點(diǎn)運(yùn)算的微處理器上構(gòu)建的。因此,可在C++環(huán)境下開發(fā)所需的信號(hào)處理模塊,并可在低成本的射頻前端上實(shí)現(xiàn)軟件無線電平臺(tái)原型。

LabVIEW是一種通用的編程系統(tǒng),提供圖像化編程環(huán)境,包含數(shù)據(jù)采集、射頻通信、信號(hào)分析、數(shù)字濾波、數(shù)據(jù)分析、數(shù)據(jù)顯示及數(shù)據(jù)存儲(chǔ)等函數(shù)庫,支持Windows環(huán)境,提供圖形用戶接口和方法,便于圖形化和文本編程。LabVIEW具有Mathscript腳本函數(shù),可編寫及調(diào)用MATLAB函數(shù),也可在C++環(huán)境下開發(fā)所需的信號(hào)處理模塊,功能更加強(qiáng)大,需要依托射頻前端才能實(shí)現(xiàn)軟件無線電平臺(tái)原型。

目前,射頻前端用得最多的是USRP。NI USRP2930可接收GPS時(shí)鐘信號(hào),USRP發(fā)射、接收和本振單元可共享此時(shí)鐘,確保發(fā)送載波具有極高的頻率準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度[21],可降低傳輸?shù)南辔欢秳?dòng),這對(duì)于后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)十分重要[22]。因此,考慮到軟硬件兼容性,本文采用LabVIEW+NI USRP 2930的組合,實(shí)現(xiàn)支持后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)的軟件無線電原型。

3.2 NI USRP2930

NI USRP2930完成物理層功能,連接到運(yùn)行LabVIEW的主機(jī),構(gòu)成軟件無線電原型。NI USRP2930有兩個(gè)SMA連接器,其中一個(gè)工作在收發(fā)雙工模式上,另一個(gè)工作在只有收的單工模式上。對(duì)于接收模式,射頻信號(hào)經(jīng)標(biāo)準(zhǔn)的SMA接口連接到USRP2930,并通過直接數(shù)字下變頻生成數(shù)字基帶I、Q信號(hào),其中采用14位的模數(shù)轉(zhuǎn)換ADC,采樣率為100 MS/s,數(shù)字下變頻器可對(duì)模數(shù)轉(zhuǎn)換后的100 MS/s數(shù)字信號(hào)進(jìn)行濾波、抽取等處理,按需要生成不同碼速率的數(shù)字基帶I、Q信號(hào)。最后,生成的數(shù)字基帶I、Q信號(hào)經(jīng)Gbit/s以太網(wǎng)口連接到主機(jī);而對(duì)于發(fā)送模式,主機(jī)生成的數(shù)字基帶I、Q信號(hào)經(jīng)Gb以太網(wǎng)口連接到NI USRP2930。NI USRP2930數(shù)字上變頻器通過插值的方式,將主機(jī)生成的數(shù)字基帶I、Q信號(hào)變成100 Mbit/s數(shù)字信號(hào),并經(jīng)16位、采樣率為400 MS/s的數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)變成模擬信號(hào)。最后,數(shù)模轉(zhuǎn)換器生成的模擬信號(hào)經(jīng)混頻、放大等處理后,經(jīng)天線發(fā)送出去,如圖4所示。

圖4 NI USRP 2930組成

NI USRP2930工作頻率范圍50 MHz～2.2 GHz,中心頻率可調(diào),瞬時(shí)帶寬達(dá)25 MHz,覆蓋FM無線電、GPS、GSM、雷達(dá)和ISM頻段;集成GPS時(shí)鐘獲取功能,生成頻率準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度極高的本地10 MHz時(shí)鐘參考信號(hào),供USRP發(fā)射、接收和本振單元共享。

3.3 可配置、射頻喚醒的后向散射傳感網(wǎng)絡(luò)原型

基于USRP的可配置后向散射傳感網(wǎng)絡(luò)原型如圖5所示,原型架構(gòu)由兩臺(tái)NI USRP2930、一塊NI USB6216數(shù)據(jù)采集卡、一個(gè)WISP無線能量獲取模塊和兩臺(tái)主機(jī)組成。

圖5中,一臺(tái)主機(jī)和與其連接的NI USRP2930完成連續(xù)載波的發(fā)送、傳感信號(hào)的接收和數(shù)據(jù)提取等,實(shí)現(xiàn)射頻載波的產(chǎn)生和發(fā)送、后向散射信號(hào)的接收和數(shù)字基帶I、Q信號(hào)的產(chǎn)生等,即構(gòu)成基于軟件無線電的后向散射傳感收發(fā)器原型;另一臺(tái)主機(jī)和NI USRP2930、NI USB6216數(shù)據(jù)采集卡、WISP射頻能量獲取模塊[3]和傳感器及信號(hào)調(diào)理電路集成構(gòu)成可配置后向散射傳感節(jié)點(diǎn)原型,實(shí)現(xiàn)脈沖周期(副載波頻率)配置和傳感數(shù)據(jù)的采集和發(fā)送。其中,WISP是一種UHF頻段射頻能量獲取、無電池、基于后向散射通信的無線感知標(biāo)簽,射頻能量通過WISP芯片經(jīng)多級(jí)倍壓電路并整流成直流電壓向傳感器供電,即WISP射頻能量獲取模塊與傳感器的集成,構(gòu)成射頻喚醒的后向散射傳感節(jié)點(diǎn)。而主機(jī)、NI USRP2930、NI USB6216數(shù)據(jù)采集卡和LabVIEW一起,實(shí)現(xiàn)傳感數(shù)據(jù)脈沖周期的可配置。

圖5 可配置后向散射傳感網(wǎng)絡(luò)原型

圖7 傳感節(jié)點(diǎn)圖形用戶接口

4 實(shí)驗(yàn)設(shè)置和結(jié)果

根據(jù)第3節(jié)中提出的無干擾可配置后向散射傳感網(wǎng)絡(luò)原型,通過仿真和實(shí)驗(yàn)的方式,驗(yàn)證提出架構(gòu)的合理性和可行性,評(píng)估系統(tǒng)性能。

4.1 實(shí)驗(yàn)設(shè)置

4.1.1 實(shí)驗(yàn)環(huán)境

實(shí)驗(yàn)環(huán)境如圖6所示,包括兩臺(tái)PC主機(jī)、兩臺(tái) NI USRP2930,一臺(tái)TEK TDS3032C示波器,一個(gè)WISP射頻能量獲取模塊,一塊NI USB6216數(shù)據(jù)采集卡,一塊集成溫度和濕度傳感器的信號(hào)調(diào)理電路板塊。

圖6 實(shí)驗(yàn)環(huán)境圖

實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置:載波頻率915 MHz,溫度和濕度傳感數(shù)據(jù)碼元寬度分別設(shè)置為滿足式(11)的0.02 s和0.05 s,傳感數(shù)據(jù)脈沖周期可調(diào)。

4.1.2 基于LabVIEW的圖形用戶接口

基于LabVIEW,創(chuàng)建傳感收發(fā)器和傳感節(jié)點(diǎn)兩個(gè)圖形用戶接口,如圖7和圖8所示。傳感節(jié)點(diǎn)圖形用戶接口可配置傳感數(shù)據(jù)脈沖周期、載波頻率和數(shù)據(jù)采樣率,可顯示基帶IQ信號(hào);傳感收發(fā)器圖形用戶接口可配置發(fā)送查詢載波頻率和信號(hào)獲取濾波器參數(shù),顯示接收到的信號(hào)功率譜和基帶IQ信號(hào)。

圖8 傳感收發(fā)器圖形用戶接口

圖7中,傳感節(jié)點(diǎn)圖形用戶接口包括DAQ數(shù)據(jù)采集、USRP參數(shù)和ASK調(diào)制參數(shù)等模塊。其中,DAQ數(shù)據(jù)采集模塊可設(shè)置多通道和定時(shí),本實(shí)驗(yàn)采用模擬輸入兩路通道ai0和ai1,采樣時(shí)鐘源使用板上時(shí)鐘,采樣率為200 k;USRP參數(shù)模塊可設(shè)置USRP設(shè)備的IP地址、I/Q數(shù)據(jù)速率、載波頻率和天線端子等;ASK調(diào)制參數(shù)模塊可設(shè)置ASK調(diào)制的符號(hào)率、M進(jìn)制數(shù)和濾波器參數(shù)等。同時(shí),DAQ連續(xù)實(shí)時(shí)采集的溫、濕度兩路信號(hào),經(jīng)LabVIEW數(shù)據(jù)格式轉(zhuǎn)換,采集到的2路信號(hào)分別對(duì)可配置的副載波調(diào)制,合路后調(diào)制915 MHz載波,最后由USRP將傳感數(shù)據(jù)發(fā)送出去。

圖8中,傳感收發(fā)器圖形用戶接口可配置USRP和ASK解調(diào)參數(shù),配置發(fā)送查詢載波頻率,顯示接收到的信號(hào)功率譜和基帶IQ信號(hào)。

圖9 WISP電壓輸出波形

4.2 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.2.1 無線能量獲取

當(dāng)載頻為915 MHz,USRP發(fā)射功率為20 dBm,USRP與WISP模塊相距30 cm時(shí),TEK TDS3032C示波器測(cè)得WISP輸出電壓波形如圖9所示。

從圖9可見,WISP輸出電壓最小值為0.85伏,通過倍壓電路使其升壓,可以滿足傳感器(TMP20溫度傳感器、HDC1000濕度傳感器)正常工作,從而實(shí)現(xiàn)傳感節(jié)點(diǎn)的射頻喚醒。

圖10 接收到的后向散射基帶信號(hào)

4.2.2 接收到的后向散射基帶IQ信號(hào)

收發(fā)器USRP接收到的后向散射基帶IQ信號(hào)如圖10所示。

圖10(a)中,只有一個(gè)傳感節(jié)點(diǎn)工作,接收到的后向散射基帶IQ信號(hào)有兩個(gè)電平,分別對(duì)應(yīng)于“0”和“1”兩個(gè)電平;圖10(b)中,有兩個(gè)后向散射傳感節(jié)點(diǎn)工作,傳感數(shù)據(jù)的副載波頻率分別設(shè)置為20 kHz和19.98 kHz,接收到的后向散射基帶IQ信號(hào)有多個(gè)電平,表明兩個(gè)后向散射傳感節(jié)點(diǎn)出現(xiàn)了碰撞;圖10(c)中,有兩個(gè)后向散射傳感節(jié)點(diǎn)工作,傳感數(shù)據(jù)的副載波頻率設(shè)置分別為20 kHz和1 kHz,滿足頻譜不混疊條件,即式(9),接收到的后向散射基帶IQ信號(hào)只有兩個(gè)電平,表明兩個(gè)后向散射傳感節(jié)點(diǎn)沒有出現(xiàn)碰撞,相互間無干擾。以上3種情況對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)功率譜如圖11所示,圖11(a)中,只有一個(gè)信號(hào)功率譜;圖11(b)中,有兩個(gè)信號(hào)功率譜,但明顯出現(xiàn)頻譜混疊;圖11(c)中,有兩個(gè)信號(hào)功率譜,并未出現(xiàn)頻譜混疊。

圖11 接收信號(hào)功率譜

4.2.3 誤差矢量幅度

誤差矢量幅度EVM(Error Vector Magnitude)是描述射頻系統(tǒng)頻率、相位和幅度總體指標(biāo)。根據(jù)ITU相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)[23],結(jié)合本文提出的框架,EVM可定義為:

(12)

910 MHz～915 MHz頻率范圍,USRP傳感節(jié)點(diǎn)發(fā)送功率設(shè)為20 dBm,測(cè)得的EVM的值為2.8%。

4.2.4 中斷率

根據(jù)中斷率的定義,λth對(duì)應(yīng)于符號(hào)差錯(cuò)率閾值對(duì)應(yīng)的信號(hào)與干擾加噪聲比。因此,參照高斯信道下ASK調(diào)制誤碼率為1×10-2時(shí),對(duì)應(yīng)的信噪比10.34 dB為信號(hào)與干擾加噪聲比閾值λth,其他參數(shù)參考3GPP規(guī)范[24],即EiTi/N0=44.7 dB,li=-1 dB,μ=1,σ=0.5。

考慮兩個(gè)用戶,即當(dāng)fi=1 k,fj在100 Hz～2 kHz范圍時(shí),中斷率的70 000次Monte Carlo仿真和數(shù)值計(jì)算[25]結(jié)果如圖12所示.。圖12中,數(shù)值計(jì)算與Monte Carlo仿真誤差小于1.86%。

圖12 中斷率Monte Carlo仿真和數(shù)值計(jì)算

5 結(jié)論

基于軟件無線電技術(shù),本文提出一種面向多傳感應(yīng)用、無干擾可配置的后向散射無線傳感網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)。這種架構(gòu)可應(yīng)用于不同場(chǎng)合,具有很強(qiáng)的靈活性,并且成本、功耗低。

為驗(yàn)證提出架構(gòu)的有效性和可行性,基于LabVIEW和USRP平臺(tái),構(gòu)建了架構(gòu)的實(shí)現(xiàn)原型,給出了多傳感器無碰撞接入的約束條件。實(shí)驗(yàn)證明,通過靈活配置副載波,可實(shí)現(xiàn)多傳感器的無碰撞、無干擾接入。最后,實(shí)驗(yàn)和數(shù)值仿真表明,誤差矢量幅度EVM值小于2.8%,數(shù)值分析和Monte Carlo仿真驗(yàn)證間中斷率誤差小于1.86%,為下一階段工作打下了基礎(chǔ)。