陳陽,張瑞智,金鍇,焦子豪,張鴻

(西安交通大學(xué)微電子學(xué)院,710049,西安)

與傳統(tǒng)溫度傳感器相比,CMOS溫度傳感器集成了感溫電路和信號處理電路,具有低功耗、低成本、可直接數(shù)字化輸出等優(yōu)點,已逐漸成為溫度傳感器研究的主流。然而,由于工藝偏差和寄生參數(shù)等非理想因素的限制,高精度、低功耗、寬測量范圍的CMOS溫度傳感器的設(shè)計和實現(xiàn)仍然面臨巨大的挑戰(zhàn)。

為了降低CMOS溫度傳感器的功耗,并在較寬的溫度范圍內(nèi)實現(xiàn)高精度測量,近年來出現(xiàn)了很多新穎的設(shè)計思路與電路結(jié)構(gòu)。文獻[1]提出了一種依靠MOS管的閾值電壓進行溫度感知的方法,實現(xiàn)了很低的功耗,但由于MOS管參數(shù)受工藝波動影響較大,這種傳感器的精度較低,并且需要復(fù)雜的校準(zhǔn)方法,測量范圍也僅僅為-10～30 ℃。文獻[2]溫度傳感器采用基于雙極型晶體管(BJT)的感溫前端和8位逐次逼近(SAR)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC),在-10～120 ℃的測量范圍內(nèi)實現(xiàn)了±2 ℃的測量精度。這種傳感器受限于SAR ADC的轉(zhuǎn)換精度[3-5],無法實現(xiàn)更高的精度。文獻[6-8]提出的傳感器也采用基于BJT的感溫前端,并用高精度的二階縮放(ZOOM)ADC實現(xiàn)了±0.15 ℃的精度和極低的功耗。其中,ZOOM ADC采用了SAR ADC與Sigma-Delta ADC結(jié)合的方式實現(xiàn),可在單點校準(zhǔn)的情況下,在-55～125 ℃的測量范圍內(nèi)實現(xiàn)±0.15 ℃的精度和極低的功耗,但這種ZOOM ADC的兩級ADC之間存在級間失配,需要復(fù)雜的校準(zhǔn)電路消除其帶來的溫度測量誤差。

可以看出,采用BJT感溫前端的溫度傳感器具有更寬的溫度測量范圍和更簡便的校準(zhǔn)方式,采用間接式ADC讀出電路的傳感器具有更高的測量精度,但同時也需要克服BJT感溫前端和間接式ADC帶來的功耗大的缺點。

本文提出了一種基于電荷平衡ADC的高精度CMOS溫度傳感器。采用基于BJT的感溫前端電路產(chǎn)生與溫度成正比和反比的2個電壓,再用15 bit的電荷平衡ADC對這2個電壓交替量化,得到高精度的數(shù)字輸出結(jié)果。該結(jié)構(gòu)在實現(xiàn)寬范圍、高精度的同時,避免了高精度帶隙基準(zhǔn)電壓,可以實現(xiàn)極低的功耗。

1 基于BJT的感溫原理

本文的溫度傳感器基于BJT的基極-發(fā)射極電壓VBE的原理,其基本電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。本章結(jié)合圖1對其基本原理進行論述。

(a)溫度傳感器電路 (b)電路的溫度特征曲線 圖1 基于BJT的溫度傳感器

二極管方式連接的襯底PNP型BJT的基極-發(fā)射極電壓可以表示為

(1)

式中:η為與工藝相關(guān)的非理想因子;k為玻爾茲曼常數(shù);q為電子電荷量;T為開爾文溫度;IC為PNP的集電極電流;IS為PNP的飽和電流。綜合IS的溫度特性,BJT的VBE為一個反比于溫度(CTAT)的電壓。

若有2個PNP BJT,它們的偏置電流比為1∶p,則它們的基極-發(fā)射極電壓的差值可以表示為

(2)

由式(2)可知,ΔVBE為正比于絕對溫度(PTAT)的電壓。若將VBE和ΔVBE線性結(jié)合,則在理論上可得到一個與溫度基本無關(guān)的帶隙基準(zhǔn)電壓

VREF=VBE1+aΔVBE

(3)

式中:α為一個固定的系數(shù)。

用一個以VREF為基準(zhǔn)電壓的ADC來量化αΔVBE,即可得到一個與溫度線性相關(guān)的數(shù)字碼μ,可表示為

(4)

將μ進行線性映射處理后即可得到以攝氏度表示的數(shù)字量Dout為

Dout=Aμ+B

(5)

式中:A和B為常數(shù)。通過簡單推導(dǎo),可以求得A≈600、B≈273[9]。

若采用常規(guī)的ADC量化αΔVBE,則需要額外的電路來產(chǎn)生高精度VREF電壓[10],這將增大功耗和電路開銷,并且VREF的溫度誤差將降低傳感器的精度。本文采用電荷平衡ADC直接對VBE和ΔVBE交替量化,無需額外產(chǎn)生VREF,因此具有較低的功耗。VBE和ΔVBE的比例系數(shù)通過調(diào)節(jié)ADC采樣電容的比例來實現(xiàn),具有很高的精度。

2 電路設(shè)計

2.1 總體結(jié)構(gòu)

根據(jù)第一章中的基本原理,本文提出的溫度傳感器采用基于BJT的溫度感應(yīng)前端電路產(chǎn)生一個與溫度成正比的電壓ΔVBE和一個與溫度成反比的電壓VBE,再用一個電荷平衡ADC對這2個電壓進行交替量化和處理,式(3)中的系數(shù)α由電荷平衡ADC交替采樣時的采樣電容之比來實現(xiàn),具有很高的精度。電荷平衡ADC輸出的碼流經(jīng)過數(shù)字濾波后即可得到代表溫度的數(shù)字碼μ,最后再通過一個線性映射模塊得到以攝氏度表示的數(shù)字溫度Dout。溫度傳感器中還包括了電流偏置電路、控制和時鐘電路,其中電流偏置電路為片上的模擬電路提供電流偏置,控制和時鐘電路產(chǎn)生時鐘信號和必要的控制信號。為了方便調(diào)試,本文電荷平衡ADC的數(shù)字濾波器和最終的數(shù)字映射電路在片外實現(xiàn),最終實現(xiàn)的溫度傳感器的總體框圖如圖2所示。

圖2 本文溫度傳感器總體框圖

2.2 溫度感應(yīng)前端電路

溫度感應(yīng)前端主要包括感溫電路及其電流偏置電路。在感溫電路中,PNP晶體管的飽和電流IS存在工藝波動,因此使得VBE的斜率隨著溫度發(fā)生變化。在寬溫度測量范圍內(nèi),該非線性將嚴(yán)重影響溫度傳感器的測量精度。根據(jù)式(1)可知,使用PTAT電流偏置感溫電路可以實現(xiàn)對IS波動的一階抵消,從而降低其對傳感器精度的影響。

電流偏置電路采用自偏置結(jié)構(gòu),其中2個PNP管的電流比為1∶10,可以產(chǎn)生一個與電源無關(guān)的PTAT電流源,為感溫電路提供偏置電流,如圖3所示。電流鏡偏置電路中的運放和MOS電流鏡可以保證2個PNP管QBL和QBR的發(fā)射極電流的精確比例。然而,CMOS工藝中寄生PNP管電流增益βF通常比較小,基極電流將因此而增大,從而會使得2個晶體管的集電極電流IC以及VBE的失配比較嚴(yán)重。本文采用了文獻[7]中的方法,在晶體管QBL的基極串聯(lián)一個大小為Rb/10的電阻來減小有限βF引起的失配。根據(jù)圖3的結(jié)構(gòu),可以求得偏置電路中的電流

(6)

該電流流過感溫電路中的二極管方式連接的PNP晶體管QL和QR的發(fā)射極,則相應(yīng)的單位電流為

(7)

由式(7)可知,感溫電路中PNP管的VBE將不受βF值的影響。

運放的失調(diào)電壓VOS也會給偏置電流帶來誤差,從而使得感溫電路中的VBE出現(xiàn)偏差。若要使溫度傳感器的溫度誤差小于±0.2 ℃,則運放的失調(diào)電壓必須小于100 μV[9]。受到器件參數(shù)波動以及版圖失配的影響,CMOS工藝中的運放很難實現(xiàn)如此小的失調(diào)電壓。本文通過斬波技術(shù)來降低失調(diào)電壓,即采用一組開關(guān)在時鐘的控制下,周期性地切換運放的輸入輸出極性,如圖3所示。若運放失調(diào)帶來的電流誤差為Ioff=VOS/Rb,在斬波技術(shù)下,PNP晶體管的偏置電流在I+Ioff與I-Ioff之間切換,使得感溫電路中的VBE的平均值為I,不受運放失調(diào)電壓VOS的影響。本文在設(shè)計中采用了一個折疊共源共柵的斬波運放來消除失調(diào)。

圖3 本文提出的溫度感應(yīng)前端電路

為了保證感溫電路輸出的ΔVBE的精度,流過QR和QL的電流的比例必須具有非常高的精度。本文設(shè)計IQL∶IQR=1∶5,并采用動態(tài)元件匹配技術(shù)來對6個電流源的輸出以偽隨機的方式進行選擇,從而可以消除電流源之間的失配,獲得精準(zhǔn)的電流比例。

溫度感應(yīng)前端最終輸出VCB,該輸出的單端電壓為VBE,差分電壓為ΔVBE。電荷平衡ADC通過選擇將VCB單端或差分輸入以實現(xiàn)對VBE和ΔVBE的電荷平衡。

2.3 電荷平衡ADC設(shè)計

根據(jù)式(4)中μ的輸出范圍,實現(xiàn)0.02 ℃的數(shù)字溫度分辨率需要一個精度為15 bit的高精度ADC。由于溫度變化通常比較緩慢,其測量對ADC的速度要求比較低,因此本文采用電荷平衡ADC來量化感溫電路輸出的電壓[5]。電荷平衡ADC實際上是Sigma-Delta ADC的一種特殊應(yīng)用,當(dāng)輸入為直流量時,Sigma-Delta調(diào)制器的工作過程相當(dāng)于在輸入VIN和基準(zhǔn)電壓VREF之間進行電荷平衡,因此也可被稱為電荷平衡ADC。

為了縮短測量時間同時保證結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性,采用了一個具有二階環(huán)路濾波器特性電荷平衡ADC。為了確保環(huán)路穩(wěn)定,在Sigma-Delta調(diào)制器的基礎(chǔ)上,加入一條反饋至第二級積分器輸入的增益為b路徑,并取b/a1=1/2以保證環(huán)路在溫度傳感器所能達到的輸入范圍內(nèi)都是穩(wěn)定的。同時加入從VIN到第二級積分器的前饋路徑,使得第一級積分器的平均輸出值保持為0,使其輸出峰峰值顯著減小。同時,前饋路徑的引入不會改變調(diào)制器的噪聲傳遞函數(shù)。引入反饋路徑和前饋路徑的二階電荷平衡調(diào)制器如圖4a所示。

根據(jù)式(4),電荷平衡ADC需要量化αΔVBE與VREF的比例,其中VREF=VBE1+αΔVBE。直接的方法是通過加法模塊產(chǎn)生VREF,再用其作為調(diào)制器的基準(zhǔn)電壓來量化VIN,如圖4a所示。但是,這將增加電路開銷,并且加法電路的誤差將直接影響傳感器的精度。

在圖4a中,第一級積分器的輸入VX可以表示為

(8)

(a)具有反饋和前饋路徑需要產(chǎn)生VREF的結(jié)構(gòu)

(b)本文簡化后無需VREF的結(jié)構(gòu)圖4 二階電荷平衡調(diào)制器原理框圖

式中:s表示碼流。式(8)表示的功能可以用更簡單的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn),即在s=0時,調(diào)制器的輸入為αΔVBE;反之,s=1時調(diào)制器的輸入為VBE。這樣就可以省去產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓的加法電路。

第二級積分器也采用與第一級積分器相同的處理方法來省去基準(zhǔn)電壓。通過以上簡化后,本文的二階電荷平衡ADC調(diào)制器的結(jié)構(gòu)如圖4b所示,在輸出碼流的控制下,調(diào)制器輪流處理αΔVBE和VBE,從而省去了VREF產(chǎn)生電路。

根據(jù)系統(tǒng)級仿真結(jié)果,調(diào)制器的環(huán)路參數(shù)為a1=1/4,a2=2/3,b=1/2。根據(jù)文獻[11]的方法對調(diào)制器進行時序分析,可以求得其最小可分辨的電壓為

(9)

式中:N為每次溫度轉(zhuǎn)化所需要的時鐘周期數(shù)。根據(jù)式(9),要達到15 bit的精度需要512個電荷平衡周期。

根據(jù)圖4b的系統(tǒng)結(jié)構(gòu),即可得到本文電荷平衡調(diào)制器的電路結(jié)構(gòu)。為了克服工藝誤差和器件失配對調(diào)制器精度的影響,同時盡可能縮小調(diào)制器的面積,在調(diào)制器中引入了動態(tài)元件匹配、斬波技術(shù)和變時鐘采樣,如圖5所示。為了降低電容的比值從而提高匹配精度,本文對調(diào)制器的采樣電路也進行了改進。在一個電荷平衡周期內(nèi),若s=0,積分器對ΔVBE進行2次電荷轉(zhuǎn)換;若s=1,只對VBE進行一次電荷轉(zhuǎn)換。這等效于將ΔVBE的處理增益提高了2倍,因此可以相應(yīng)地將積分器的電容比例縮小1/2。

具體實現(xiàn)時,積分器的采樣電容為7個單位電容,在積分ΔVBE時使用全部7個電容,而積分VBE時只使用其中的1個電容,結(jié)合前述的時鐘控制策略,即可實現(xiàn)α=14的比例系數(shù)。在采樣VBE時,本文對7個采樣電容也使用動態(tài)元件匹配技術(shù),從而可以有效地降低電容失配對轉(zhuǎn)換結(jié)果的影響。調(diào)制器中的運放和比較器均采用斬波調(diào)制技術(shù)來減小失調(diào)的影響,如圖5所示。調(diào)制器在每個轉(zhuǎn)換周期進行2次斬波以將失調(diào)電壓調(diào)制至數(shù)字濾波器的第一個零點處,同時,采用這樣低頻的斬波也可以避免斬波開關(guān)電荷注入帶來的誤差。

電荷平衡調(diào)制器對運放的直流增益以及輸出范圍有較高的要求,因此本設(shè)計采用了一個高增益、寬輸出范圍的兩級CLASS-AB輸出運放結(jié)構(gòu)[11-12]。調(diào)制器中的比較器采用了一個動態(tài)預(yù)放大鎖存比較器,可以抑制第二級積分器的輸出回踢噪聲。

圖5 本文二階電荷平衡調(diào)制器電路

3 低功耗控制方案

射頻標(biāo)簽、生物醫(yī)療和物聯(lián)網(wǎng)等系統(tǒng)需要溫度傳感器具有極低的功耗。除了盡量降低模塊的電路功耗,本文通過數(shù)字控制引入使能模式,在系統(tǒng)級降低傳感器的平均功耗。在不需要溫度檢測時,控制模塊使整個溫度傳感器進入睡眠模式,從而使得靜態(tài)功耗幾乎為0。在需要進行溫度檢測時,控制模塊喚醒溫度傳感器進行工作直至該次溫度轉(zhuǎn)換結(jié)束。圖6給出了低功耗數(shù)字控制的時序圖。

圖6 低功耗數(shù)字控制時序圖

4 工藝誤差校準(zhǔn)

本文在感溫電路以及調(diào)制器的采樣網(wǎng)絡(luò)中使用了動態(tài)元件匹配技術(shù),因此感溫電路中6個電流源的比率p以及調(diào)制器的αΔVBE可以認為是不受工藝偏差影響的。然而,VBE將受到工藝波動的影響而產(chǎn)生較大的誤差。因此,必須對VBE的誤差加以校準(zhǔn)。

為了校準(zhǔn)VBE隨工藝波動引起的轉(zhuǎn)換誤差,本文用前臺校準(zhǔn)的方法,在給定環(huán)境溫度條件下,用外置的參考電壓替代片內(nèi)的VBE得到相應(yīng)的轉(zhuǎn)換結(jié)果,與用片內(nèi)VBE得到的轉(zhuǎn)換結(jié)果對比,即可標(biāo)定出VBE在這一溫度下的精確值[13],基本的校準(zhǔn)思路如圖7所示。

圖7 電壓校準(zhǔn)過程示意圖

校準(zhǔn)可以在芯片晶圓測試或封裝測試時進行,首先使用一個精準(zhǔn)的片外電壓Vext代替VBE,為了防止校準(zhǔn)電壓誤差帶來額外的溫度誤差,要求Vext的精度小于1 mV。通過ADC可以得到轉(zhuǎn)換結(jié)果μext,表示為

(10)

結(jié)合式(2)可以得到芯片的溫度為

(11)

式中

(12)

得到芯片溫度后,輸入切換回VBE,ADC進行轉(zhuǎn)換得到未校準(zhǔn)的轉(zhuǎn)換結(jié)果μ,根據(jù)式(4)求出未校準(zhǔn)的VBE,將其與該溫度下的理論值對比即可求出VBE的誤差,再使用熔絲修調(diào)調(diào)節(jié)電流偏置電路中的電阻Rb來改變偏置電流大小從而修正VBE的誤差,即可實現(xiàn)校準(zhǔn)。校準(zhǔn)時,要求環(huán)境溫度在2個測試周期的時間內(nèi)變化小于0.1 ℃,通常的測試環(huán)境都可輕易滿足這一要求。由于該校準(zhǔn)過程可以在室溫條件下進行,并且校準(zhǔn)時間僅為溫度傳感器的2個測量周期,因此大大減小了校準(zhǔn)的成本。

5 仿真結(jié)果

本文溫度傳感器電路采用0.18 μm工藝設(shè)計,核心電路的版圖面積僅為0.55 mm2。提取版圖寄生參數(shù)后的仿真結(jié)果顯示該溫度傳感器在-40～125 ℃的測量范圍內(nèi)具有良好的線性轉(zhuǎn)換特性,如圖8所示。在-40～125 ℃的測量范圍內(nèi),溫度轉(zhuǎn)換的仿真誤差如圖9所示,可以看出在20～100 ℃的測溫范圍內(nèi)具有良好的轉(zhuǎn)換精度,但在低溫和高溫下精度有所惡化,這是由于在低溫和高溫時PNP晶體管的VBE隨溫度變化的線性度變差導(dǎo)致的。即便如此,最差的精度仍然可以達到為±0.2 ℃。

圖8 本文溫度傳感器的溫度轉(zhuǎn)換曲線

圖9 溫度轉(zhuǎn)換誤差曲線

圖10 不同工藝角下的校準(zhǔn)前后溫度轉(zhuǎn)換誤差

在典型(TT)、快速(FF)和慢速(SS)這3種不同工藝角下的溫度轉(zhuǎn)換誤差曲線如圖10所示,可以看出相比未校準(zhǔn)前,溫度轉(zhuǎn)化誤差在校準(zhǔn)后都顯著減小。在校準(zhǔn)之后,SS工藝角下的誤差在整個溫度范圍內(nèi)均小于±0.2 ℃,FF工藝角下的誤差在-30～80 ℃的溫度范圍內(nèi)小于±0.2 ℃,考慮到SS和FF工藝角下仿真的是工藝波動極端情況下的結(jié)果,因此該校準(zhǔn)結(jié)果是可以接受的。因此,在引入對VBE的電壓單點校準(zhǔn)后,可以顯著降低由工藝波動帶來的溫度轉(zhuǎn)換誤差。

圖11 有、無斬波和DEM時的溫度轉(zhuǎn)換誤差對比

引入10%的器件失配后得到的有、無斬波和DEM 2種情況下溫度誤差仿真結(jié)果如圖11所示。在無斬波和DEM時,器件的失配帶來了很大的溫度轉(zhuǎn)換誤差,這主要是感溫電路中的電流比率和采樣電路中的電容比率α對器件匹配的高要求造成的;在引入斬波和DEM技術(shù)后,器件失配對電流比率和電容比率α的影響大為降低,此時由器件失配帶來的溫度轉(zhuǎn)換誤差不會影響溫度傳感器的精度。

本文溫度傳感器(見圖12)在室溫下的工作電流為130 μA,休眠模式下所有電路模塊關(guān)閉,僅存在著數(shù)字電路的靜態(tài)電流,該電流小于1 nA。傳感器的溫度分辨率為0.02 ℃,進行一次溫度測試所需的時間為42 ms。

表1列出了本文與其他近期文獻中6種CMOS溫度傳感器的性能對比,從中可以看出,本文傳感器在實現(xiàn)溫度傳感器寬范圍、高精度的同時,也實現(xiàn)了良好的功耗控制和較短的轉(zhuǎn)換時間。

表1 7種溫度傳感器的性能總結(jié)與對比

圖12 本文溫度傳感器芯片版圖

6 總 結(jié)

本文提出了一種基于電荷平衡ADC的高精度CMOS溫度傳感器,通過BJT進行溫度到電壓的轉(zhuǎn)換,利用高精度電荷平衡ADC進行電壓的量化,并采用電壓校準(zhǔn)的方式降低工藝帶來的精度誤差。仿真結(jié)果表明,在3.3 V電源電壓,-40～125 ℃的溫度測量范圍內(nèi),測量的分辨率為0.02 ℃,測量精度可達±0.2 ℃,完成一次測量的時間僅為42 ms,工作電流僅為130 μA,芯片版圖面積為0.55 mm2。該溫度傳感器可滿足植入式醫(yī)療、射頻標(biāo)簽和物聯(lián)網(wǎng)等系統(tǒng)對芯片的高精度、低功耗和寬測量范圍的要求。