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電動(dòng)汽車充電機(jī)諧波特性分析及抑制

2018-05-24 07:08趙強(qiáng)松
機(jī)械工程與自動(dòng)化 2018年2期
關(guān)鍵詞:充電機(jī)整流器充電站

梁 芬,趙強(qiáng)松

(1.中原工學(xué)院 信息商務(wù)學(xué)院,河南 鄭州 450007; 2.中原工學(xué)院 電子信息學(xué)院,河南 鄭州 450007; 3.南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院,江蘇 南京 210016)

0 引言

隨著能源危機(jī)和環(huán)境污染的加劇,如何高效、清潔地利用能源變得尤為重要,電動(dòng)汽車是新能源汽車工業(yè)發(fā)展的重要方向之一[1],作為電網(wǎng)與電動(dòng)汽車接口的充電站是電動(dòng)汽車的重要配套設(shè)施。充電站中的充電機(jī)為非線性設(shè)備,在充電過程中會(huì)產(chǎn)生大量的諧波電流,對(duì)智能電網(wǎng)造成很大的危害[2]。因此,對(duì)充電機(jī)諧波特性及抑制方法的研究對(duì)今后大規(guī)模充電站的建設(shè)、提高電網(wǎng)質(zhì)量等具有重要意義。

在對(duì)充電機(jī)諧波抑制的方法和措施上,目前多采用十二脈整流、有源電力濾波以及PWM整流等方法[3-5];在入網(wǎng)電流控制方法上,傳統(tǒng)PI控制操作簡(jiǎn)單、易于被廣泛采用,為了提高系統(tǒng)的控制精度,文獻(xiàn)[6]采用準(zhǔn)PR控制,文獻(xiàn)[7]采用基于空間矢量的滯環(huán)控制方法等,但這都在一定程度上增加了控制器的復(fù)雜度。本文搭建了LCL結(jié)構(gòu)PWM整流充電機(jī)仿真模型,通過選取合適的PI參數(shù),降低了網(wǎng)側(cè)電流的總畸變率THD,且系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)特性。

1 LCL結(jié)構(gòu)PWM整流充電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與數(shù)學(xué)模型

LCL結(jié)構(gòu)三相電壓型PWM整流充電機(jī)主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖1所示,其中ea、eb、ec為電網(wǎng)側(cè)三相電壓,電網(wǎng)側(cè)電感和整流器側(cè)電感分別為L(zhǎng)g、L,直流側(cè)電流和負(fù)載電流分別為id和iL,ud為直流側(cè)電壓,C為直流側(cè)濾波電容,Cf為交流側(cè)濾波電容,電容電流分別為ica、icb、icc,iga、igb、igc分別為網(wǎng)側(cè)三相電流,六個(gè)IGBT組成三相橋式整流電路,整流器側(cè)電流分別為i2a、i2b、i2c,整流器三相控制電壓分別為ua、ub、uc。

以單相PWM整流充電機(jī)為例,忽略電感內(nèi)阻,根據(jù)圖1可得出LCL結(jié)構(gòu)的PWM整流充電機(jī)中網(wǎng)側(cè)電流Ig(s)與整流器控制電壓U(s)的傳遞函數(shù)為:

(1)

圖1 LCL結(jié)構(gòu)PWM整流充電機(jī)拓?fù)鋱D

由于LCL系統(tǒng)中存在諧振極點(diǎn)而不穩(wěn)定,若采用無(wú)源阻尼抑制[8],設(shè)交流側(cè)濾波電容Cf上串聯(lián)三相電阻Rc,忽略電感內(nèi)阻,網(wǎng)側(cè)電流Ig(s)與整流器控制電壓U(s)傳遞函數(shù)為:

(2)

取式(1)和式(2)中各參數(shù)分別為:Lg=3 mH,L=2.6 mH,Cf=10 μF,Rc=10 Ω,采用無(wú)源阻尼前后的伯德圖如圖2所示。顯然,采用無(wú)源阻尼后系統(tǒng)諧振點(diǎn)頻率處增益明顯降低。

2 充電機(jī)模型中諧波分析

充電站中的諧波主要來(lái)源有:①電網(wǎng)背景諧波;②PWM整流裝置中PWM死區(qū)產(chǎn)生開關(guān)頻率整數(shù)倍諧波,這些諧波擾動(dòng)信號(hào)是周期的。文中采用LCL結(jié)構(gòu)的PWM整流充電機(jī)模型能很好地抑制電網(wǎng)中存在的高次諧波,但在實(shí)際電網(wǎng)電壓中仍然含有很多低階次諧波,如含有大量的工頻整數(shù)倍諧波[9-10],在該頻率區(qū)域內(nèi),系統(tǒng)開環(huán)增益較低,降低了低頻處系統(tǒng)諧波抑制能力。

大量實(shí)驗(yàn)和研究結(jié)果表明:對(duì)于現(xiàn)階段廣泛采用的三相不可控橋式6脈動(dòng)整流充電機(jī),以網(wǎng)側(cè)電流A相為例,進(jìn)行傅里葉分解[11],得:

(3)

其中:ω為電流角頻率;I1為基波電流有效值;In為諧波電流有效值。

圖2 采用無(wú)源阻尼前后控制系統(tǒng)bode圖

可見,對(duì)于三相橋式不控整流充電機(jī),其諧波電流次數(shù)主要是5次、7次、11次、13次等;諧波電流大小與諧波次數(shù)成反比,諧波的次數(shù)越大,諧波電流值越小。并且在充電機(jī)一個(gè)充電周期內(nèi),諧波的幅值隨著充電時(shí)間發(fā)生變化,其變化規(guī)律如圖3所示。

圖3 三相橋式不控整流充電機(jī)諧波變化規(guī)律

3 PWM整流器控制

整流電路的控制目的是實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化,且與輸入電網(wǎng)電壓同相位,從而獲得單位功率因數(shù);系統(tǒng)的直流電壓輸出穩(wěn)定,且動(dòng)態(tài)響應(yīng)快,穩(wěn)態(tài)誤差??;能量可在交直流兩側(cè)流動(dòng),系統(tǒng)能夠四象限運(yùn)行。對(duì)于單相PWM整流器常采用的控制方法有網(wǎng)側(cè)電流控制、直流側(cè)電壓控制等,其中直接電流控制多采用直流側(cè)電壓外環(huán)、網(wǎng)側(cè)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)策略,其動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、穩(wěn)態(tài)控制精度高、魯棒性好,被廣泛應(yīng)用[12-13]。本文采用的矢量控制屬于基于電壓定向的直接電流控制,其控制結(jié)構(gòu)如圖4所示,其中GLCL(s)為網(wǎng)側(cè)電流ig(s)與整流器控制電壓u(s)的傳遞函數(shù),GPI(s)為PI控制器傳遞函數(shù),iref為參考電流,ug為電網(wǎng)電壓,ig為電網(wǎng)電流,E(s)為誤差信號(hào)。

取采樣頻率為10 kHz,參考信號(hào)頻率為50 Hz,根據(jù)參考文獻(xiàn)[14]取比例積分系數(shù)Kp=5,Ki=14 000,系統(tǒng)的開環(huán)bode圖如圖5所示,其中GLCL(ejω)為PWM整流充電機(jī)開環(huán)傳遞函數(shù),GPI(ejω)×GLCL(ejω)為PI控制系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù),根據(jù)圖5可知,該參數(shù)能滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求。

4 仿真驗(yàn)證

在MATLAB/Simulink環(huán)境下搭建單相PWM整流充電機(jī)仿真模型,PWM整流充電機(jī)網(wǎng)側(cè)電感、整流器側(cè)電感、無(wú)源阻尼電阻的參數(shù)設(shè)置與上述相同,其余參數(shù)設(shè)置如表1所示。

圖4 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

圖5 PI控制系統(tǒng)的開環(huán)bode圖

參數(shù)數(shù)值參數(shù)數(shù)值交流側(cè)電壓(V)380采樣頻率(kHz)10Lg等效電阻(Ω)0.48開關(guān)頻率(kHz)10L等效電阻(Ω)0.32開關(guān)死區(qū)時(shí)間(μs)3電網(wǎng)額定頻率(Hz)50

以9 kW單臺(tái)充電機(jī)為例,當(dāng)充電時(shí)間t=90 min時(shí),對(duì)應(yīng)的網(wǎng)側(cè)電流諧波含量仿真圖如圖6(a)所示[15];圖6(b)為采用PI控制后網(wǎng)側(cè)電流諧波含量頻譜分析。

可見,采用PI控制方案網(wǎng)側(cè)電流3次、5次、7次、11次等奇次諧波明顯減小,諧波電流總畸變率THD從21.73%下降到3.58%。

圖6 網(wǎng)側(cè)電流諧波頻譜分析

5 結(jié)語(yǔ)

本文建立了LCL結(jié)構(gòu)PWM整流充電機(jī)數(shù)學(xué)模型,并對(duì)其電網(wǎng)側(cè)電流諧波特性進(jìn)行分析,搭建了LCL結(jié)構(gòu)PWM整流充電機(jī)仿真模型,通過選取合適的PI參數(shù),降低了網(wǎng)側(cè)電流的THD,對(duì)網(wǎng)側(cè)電流指定次諧波有良好的抑制作用。

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