郭雙權(quán)， 李穎峰

(陜西理工大學(xué) 電氣工程學(xué)院， 陜西 漢中 723000)

隨著現(xiàn)代電力電子器件的發(fā)展，應(yīng)用在通信、軍工及日常生活中的大功率開關(guān)電源需求量越來越大。由于應(yīng)用環(huán)境的特殊性，使得人們對開關(guān)電源數(shù)量和功率等級不斷提出新的要求。目前采用開關(guān)電源并聯(lián)技術(shù)，以提高較大的輸出電流，而此時需要較多體積小的開關(guān)電源模塊并聯(lián)，既增加了成本，又增大了體積，同時也降低了電源系統(tǒng)的可靠性。因此，需要開發(fā)大容量大輸出電流的新型開關(guān)電源產(chǎn)品來解決上述問題。移相全橋軟開關(guān)變換器是最常用的中大功率DC-DC變換電路拓?fù)渲?，以其開關(guān)損耗小、效率高、實現(xiàn)簡單和高可靠性等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于中大功率開關(guān)電源模塊中。

本文首先對移相全橋軟開關(guān)拓?fù)溥M行研究，接著推導(dǎo)移向全橋電路小信號模型，設(shè)計內(nèi)環(huán)電流環(huán)和外環(huán)電壓環(huán)的雙閉環(huán)變換器控制系統(tǒng)，最后通過仿真試驗和實驗測試驗證該方案的正確性。

1 移相全橋軟開關(guān)電路工作原理

圖1 移相全橋變換器主電路拓?fù)?/p>

移相全橋變換器主電路基本拓?fù)淙鐖D1所示，其中：Q1—Q4為功率開關(guān)管，D1—D4為4個功率開關(guān)管的反并聯(lián)二極管，C1—C4為功率開關(guān)管的寄生電容與外部并聯(lián)電容之和，Lr為諧振電感，包括變壓器Tr漏感，有時也僅用變壓器漏感作為諧振電感。Q1和Q3為一組橋臂，Q2與Q4為另一組橋臂，同一組橋臂的功率開關(guān)管以180°互補導(dǎo)通，兩個橋臂導(dǎo)通角相差一個移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。在導(dǎo)通時間上，Q1超前Q2，Q3超前Q4，因此我們習(xí)慣性稱Q1和Q3組成的橋臂為超前臂，Q2和Q4組成的橋臂為滯后臂。Lo和Co為輸出濾波電感和電容。主電路中功率開關(guān)管的漏源極兩端并聯(lián)的電容為Ci(i=1,2,3,4)，Ci可限制功率開關(guān)管兩端電壓不突變，從而實現(xiàn)功率開關(guān)管的零電壓關(guān)斷。同理，在主電路中增加諧振電感Lr，Lr可抽走將要開通的功率開關(guān)管并聯(lián)電容Ci上的電荷，同時給同一橋臂上的另一個功率開關(guān)管上并聯(lián)的電容Ci充電，從而實現(xiàn)功率開關(guān)管零電壓開通。

移相全橋變換器主電路工作波形與驅(qū)動波形如圖2所示，圖中IP為變壓器的初級電流，UAB為輸入變壓器一次側(cè)的電壓，電路工作過程如下[1-2]：

(1)在t0時刻以前，Q1和Q4導(dǎo)通，直流母線電壓經(jīng)變壓器后使整流二極管DR1導(dǎo)通向負(fù)載提供能量；在t0時刻Q1關(guān)斷，IP給C1充電，且C3同時放電。由于并聯(lián)電容C1和C3存在，使得Q1是零電壓關(guān)斷。

(2)在t1時刻，C3電壓放電至零，Q3反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通，為零電壓開通Q3創(chuàng)造條件。

(3)在t2時刻，關(guān)斷Q4，IP給C4充電，且C2同時放電，由于并聯(lián)電容C2和C4存在，使得Q4是零電壓關(guān)斷，且UAB電壓由零變?yōu)樨?fù)值，整流二極管DR2導(dǎo)通，此時整流二極管DR1和DR2同時導(dǎo)通，使輸出電壓為零，造成原邊繞組電壓也為零，輸入電壓全部加在諧振電感Lr上，因此這段時間Lr和C2、C4在諧振工作。

圖2 移相全橋變換器主電路工作波形

(4)在t3時刻，C4電壓等于輸入電壓，使得Q2反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通，為零電壓開通Q2創(chuàng)造條件。由于整流二極管DR1和DR2同時導(dǎo)通，使輸出電壓為零，因此原邊繞組電壓也為零，進而使IP電流線性下降。

(5)在t4時刻，IP電流下降為零，Q2和Q3反并聯(lián)二極管自然關(guān)斷，Q2和Q3有電流流過，但是由于IP負(fù)方向增長不足以向負(fù)載提供電流，所以變壓器原、副變電壓為零，由于輸入電壓作用使IP負(fù)方向線性增長，直至整流二極管DR1關(guān)斷為止。

(6)在t5時刻，原邊電流線性增加，使得DR1關(guān)斷，DR2導(dǎo)通，向負(fù)載進行功率傳輸。

(7)在t6時刻，Q3關(guān)斷，變換器開始下半個周期轉(zhuǎn)換，其工作過程與上半個周期類似。

2 變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)組成及參數(shù)設(shè)計

2.1 變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)組成

圖3 移相全橋軟開關(guān)變換器結(jié)構(gòu)圖

圖3為基于移相全橋軟開關(guān)拓?fù)涞淖儞Q器結(jié)構(gòu)圖。變換器系統(tǒng)主要由主電路、整流濾波電路、PWM控制電路、輔助電源供電電路、隔離驅(qū)動電路及保護電路組成。其主電路選用移相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，移相控制方式采用模擬芯片實現(xiàn)，通過控制移相角使變換器輸出電壓維持在恒定的48 V。移相全橋電路控制功率開關(guān)管的通斷，使得直流母線高壓經(jīng)變壓器后轉(zhuǎn)換成低電壓交流方波；PWM控制電路采用電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制策略[3]，且電流環(huán)采用峰值電流控制[4]，反饋電壓和基準(zhǔn)電壓進行比較，然后經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器作為電流內(nèi)環(huán)的給定值，此給定值與輸出濾波電感電流比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出，并與三角載波信號一起控制驅(qū)動信號移相角的大小，從而實現(xiàn)輸出電壓恒定。輔助電源電路將直流母線電壓轉(zhuǎn)化成±15 V DC、±12 V DC和+5 V DC，為隔離驅(qū)動電路、PWM控制電路、保護電路、模擬運放器和電流霍爾傳感器供電。保護電路對輸入過壓、輸出過流及輸出過壓等情形進行保護。

2.2 器件選型和關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

課題擬定的開關(guān)頻率f=100 kHz，最大輸出功率Po=2.4 kW，滿載效率擬定為η=94%，求得輸入功率Pin=Po/η=2.55 kW，因輸入電壓Uin范圍為400～420 V，求得輸入電流有效值范圍為6.07～6.375 A。在選取MOSFET功率開關(guān)管時，一般取大于2倍的耐壓和電流應(yīng)力余量，同時兼顧滯后橋臂的軟開關(guān)特性，最終選取Infineon公司的CoolMOS管SPW55N80C3，額定耐壓850 V，額定電流54.9 A，TO-247封裝。在最大占空比和最低輸入電壓條件下，設(shè)計高頻變壓器變比，使輸出電壓能夠達到輸出電壓要求。本文輸出電壓Uo為48 V，輸出整流二極管選取ST公司的肖特基二極管STPS60SM200CW，其導(dǎo)通壓降UD=0.64 V，輸出濾波電感的壓降ULo=0.4 V，副邊最大占空比Deff(max)=0.85，Uo(max)=50 V為最大輸出電壓，計算得到副邊輸出電壓最小值為

(1)

在輸入電壓Uin(min)=400 V時，計算變壓器原副邊匝比為

(2)

諧振電感設(shè)計時需考慮占空比丟失和輕載時能實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)，I為滯后橋臂關(guān)斷時一次電流大小，功率開關(guān)管SPW55N80C3的輸出電容Coss=305 pF，應(yīng)滿足

(3)

課題設(shè)計的電源輸出滿載電流為50 A，其諧振電感設(shè)計按照大于0.7倍滿載電流實現(xiàn)零電壓開關(guān)設(shè)計，輸出電流最大值Io(max)=55 A，濾波電感電流ΔiLo/2脈動量為10%的最大電流，則計算一次電流I大小為

(4)

聯(lián)立式(3)和式(4)，求得諧振電感Lr=3.29 μH。

3 變換器建模及雙閉環(huán)控制系統(tǒng)設(shè)計

3.1 移相全橋變換器建模

從本質(zhì)上分析，移相全橋電路屬于Buck電路，對Buck電路運用狀態(tài)空間平均法，并引入擾動量求其小信號模型，圖4所示為Buck變換器小信號模型。而移相全橋電路較Buck電路多了一個占空比丟失狀態(tài)[5]，因此移相全橋電路小信號模型異于Buck電路。在移相全橋變換器中，變壓器副邊有效占空比Deff=D-ΔD，占空比D由控制信號決定其大小，ΔD為占空比損失，參照文獻[6]求ΔD的計算公式：

(5)

式中f為開關(guān)頻率，Uin、Uo分別為輸入和輸出電壓，IL為輸出濾波電感電流，n為變壓器副邊與原邊的匝數(shù)比，n=1/N。由式(5)可知，Uin、IL及占空比D都影響移相全橋電路的有效占空比Deff，于是得到有效占空比的擾動量表達式為

(6)

圖4 Buck變換器小信號模型

圖5 移相全橋變換器小信號模型

(7)

同理，求得負(fù)載傳遞函數(shù)Zo(s)為

(8)

3.2 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)設(shè)計

以上分析了移相全橋電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)組成，并建立了變換器系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型，圖6為實際變換器雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。

圖6 實際變換器雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

在圖6中，Gu(s)為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器，Gi(s)為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器，Kc表示PWM波的三角載波系數(shù)，Gid(s)為電感電流對占空比的傳遞函數(shù)，Zo(s)為輸出負(fù)載傳遞函數(shù)，Ku為電壓霍爾的反饋比例系數(shù)，Ki為電流霍爾的反饋比例系數(shù)。由于此系統(tǒng)為電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，按照工程設(shè)計方法首先從電流內(nèi)環(huán)的參數(shù)開始設(shè)計，在獲得穩(wěn)定內(nèi)環(huán)后，可得到電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)，將其作為電壓環(huán)中的一個環(huán)節(jié)，進而完成電壓環(huán)調(diào)節(jié)器參數(shù)設(shè)計[8]。通過調(diào)整電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的比例系數(shù)和積分時間常數(shù)，使系統(tǒng)的相位裕量大于45°，保證系統(tǒng)具有較強的穩(wěn)定性[10]。為減少設(shè)計復(fù)雜性，可使用MATLAB中自帶的SISOTOOL工具箱，并根據(jù)系統(tǒng)超調(diào)情況及希望得到的幅頻特性和相頻特性設(shè)計出合理的調(diào)節(jié)器參數(shù)。變換器主電路關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計應(yīng)按照用戶要求合理設(shè)計，不同應(yīng)用場合變換器參數(shù)的設(shè)計方法[12]不盡相同。本變換器系統(tǒng)的主電路參數(shù)如表1所示。

表1 變換器主電路參數(shù)

將主電路參數(shù)帶入式(7)，然后用MATLAB計算得到電流內(nèi)環(huán)中傳遞函數(shù)Gid(s)，取Kc=1/2.5，最終計算得到傳遞函數(shù)Gid1(s)為

(9)

在MATLAB命令行中輸入SISOTOOL，令G=Gid1，Ki=0.05，設(shè)電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的PI調(diào)節(jié)器的一般形式為

(10)

(11)

式(10)和式(11)中Kpi和Kpu為電流調(diào)節(jié)器和電壓調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)，Ti和Tu為電流調(diào)節(jié)器和電壓調(diào)節(jié)器的積分時間常數(shù)。根據(jù)其PI調(diào)節(jié)器的一般形式，在SISOTOOL的根軌跡圖中加入一個零點和一個極點，且極點設(shè)置為0，然后拖動鼠標(biāo)設(shè)計合理的電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器參數(shù)。完成電流環(huán)設(shè)計后，依據(jù)以上設(shè)計原則進一步設(shè)計電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器參數(shù)，取Ku=0.020 8，同理完成電壓外環(huán)設(shè)計，最終設(shè)計的控制器參數(shù)如表2所示。

表2 控制器參數(shù)

將上述參數(shù)帶入式(1)，參照圖6所示的變換器閉環(huán)結(jié)構(gòu)框圖，在MATLAB中畫得電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的PI調(diào)節(jié)開環(huán)頻率特性，如圖7和圖8所示。

從圖7可知，經(jīng)調(diào)節(jié)器補償后的系統(tǒng)截止頻率為9.6×104rad/s，相位裕量為88.3°，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性要求。圖8所示為變換器系統(tǒng)開環(huán)頻率特性，從圖中可見，變換器系統(tǒng)相位裕量為55.3°，截止頻率為6.47×104rad/s，小于電流內(nèi)環(huán)的截止頻率，系統(tǒng)能滿足穩(wěn)定性和動態(tài)響應(yīng)要求。

圖7 調(diào)節(jié)器補償后的電流內(nèi)環(huán)開環(huán)bode圖

圖8 雙閉環(huán)系統(tǒng)的變換器開環(huán)bode圖

4 實驗結(jié)果

圖9中②示出了超前臂開通和關(guān)斷時MOSFET的驅(qū)動電壓Ugs實驗波形；③示出了滿載時變壓器的初級電流IP實驗波形，其實驗波形與圖2中的理想波形基本一致；④示出了直流400 V輸入時源漏極電壓Uds實驗波形，可見，超前臂實現(xiàn)了零電壓開通和關(guān)斷(ZVS)。接著對該變換器系統(tǒng)進行效率測試，結(jié)果如圖10所示。由圖10可知，當(dāng)接入負(fù)載電流Io=40 A時，輸出電壓Uo=48.022 V，此時開關(guān)變換器達到最高工作效率，即η=95.2%。

圖9 額定輸入滿載時實驗波形

圖10 變換器效率變化曲線

為探究該變換器輸出電壓精度，對變換器工作在額定電壓工況下，不同負(fù)載電流情況下的輸出電壓進行了實際測量，表3給出了電壓測量的實驗結(jié)果。

表3 實驗測量的輸出電壓結(jié)果

由表3實驗測量的輸出電壓結(jié)果可知，輸出電壓Uo的穩(wěn)壓精度在0.12%以內(nèi)，在規(guī)格書要求的穩(wěn)壓精度(≤0.5%)范圍內(nèi)，滿足設(shè)計要求。

5 結(jié)束語

本文基于移相全橋軟開關(guān)技術(shù)，設(shè)計了48 V/50 A開關(guān)電源模塊，同時建立了控制電路數(shù)學(xué)模型，并進行了仿真分析，最后對實物樣機完成了實驗測試。仿真和實驗測試結(jié)果表明，該電源設(shè)計方案可行，各項指標(biāo)均滿足設(shè)計要求。

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