一種高階溫度補償?shù)膸痘鶞孰妷涸?/h1>
2018-03-02 12:22周思敏徐海峰
數(shù)字技術與應用 2018年12期 關鍵詞：溫度補償
周思敏 徐海峰
摘要：基于SMIC 0.18μm CMOS工藝設計了一種高階溫度補償?shù)膸痘鶞孰妷涸础７抡娼Y果表明，在1.2V電源電壓下，帶隙基準電壓源的溫度系數(shù)為4.5ppm/℃;在低頻處的電源抑制比為-62dB。
關鍵詞：帶隙基準源;溫度補償;溫度系數(shù)
中圖分類號：TN402 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2018）12-0036-02
0 引言
帶隙基準源是集成電路系統(tǒng)的關鍵模塊，已廣泛應用于ADC、LDO等模擬電路系統(tǒng)中。帶隙基準源的精度和溫度特性直接影響系統(tǒng)的性能，且CMOS電路的特性受溫度影響較大[1]。為保證系統(tǒng)芯片的穩(wěn)定工作狀態(tài)，且滿足不同環(huán)境下的需求，帶隙基準源應具備溫漂系數(shù)小、抗干擾能力強和輸出穩(wěn)定等特性[2-3]。由于傳統(tǒng)的一階帶隙基準源具有相對較高的溫漂系數(shù)，不適用于高精度電路系統(tǒng)。基于此，本文在傳統(tǒng)的△VGS帶隙基準基礎上引入一種與溫度T成1.5次方的電流，并采用溫度分段補償技術，設計了一種高階溫度補償?shù)膸痘鶞孰妷涸?，獲得了低溫漂特性。
1 電路設計與分析
圖1為本文所設計的帶隙基準電壓源，主要由帶隙核心電路、高溫補償電路、低溫補償電路以及啟動電路組成。由于帶隙基準電壓源存在簡并點，因此需要一個啟動電路。其中，啟動電路由MOS管MS1～MS6組成。
圖1（b）為帶隙核心電路，主要由電阻R1～R5、MOS管Mn1～Mn2、Mp1～Mp5與放大器A1、A2構成。放大器A1、A2完全相同，其低頻增益Ad>>1。Mn1、Mn2工作在亞閾值區(qū)，且Mn1的溝道寬長比是Mn2的β0倍。Mp1、Mp2管完全相同，且工作在飽和區(qū)，則Mp1的漏極電流Ip1為。其中，n為工藝參數(shù)，k為玻爾茲曼常數(shù)，q為電子電荷量，T為絕對溫度。Mp5 管的溝道寬長比是MP1管的β1倍，因此，MP5管的漏極電流IP5為。Mp4管的溝道寬長比是Mp3管的β2倍，因此Mp4管的漏極電流IP4為。其中，VGSn2為Mn2的柵-源電壓，具有負溫度特性。
圖1（c）為高溫區(qū)域補償電路，主要由MOS管Mn3～Mn10、Mp6～Mp10組成，Mn3管工作在飽和區(qū)，Mn4管工作在深線性區(qū)，則Mn4管的溝道電阻rdsn4為：? ? ? ? ? ? ? ? （1）
式中，μn為電子遷移率，Cox為單位面積柵氧化層電容，（W/L）n4為Mn4管的溝道寬長比。
Mp6管與Mp1管完全相同，則In3=Ip6=Ip1。Mp7管與Mp8管完全相同且工作在飽和區(qū)，Mn5管與Mn6管工作在亞閾值區(qū)，則有In4=In5=In6= Ip7=Ip8。
MOS管工作在亞閾值區(qū)的漏極電流[4]為：
（2）
式中，ID0為特征電流，VGS為MOS管的柵-源電壓。
綜上分析，MOS管MP7的漏極電流IP7為：
（3）
式中，β3是Mn5與Mn6管的寬長比的比值。
Mp10管的溝道寬長比是Mp7管的β4倍，則Mp10管的漏極電流IP10為，Mp9管的溝道寬長比是Mp3管的β5倍，Mn7管與Mn8管完全相同，則有。則，高溫區(qū)補償電流IH為：
（4）
圖1（d）為低溫區(qū)域補償電路，由MOS管Mn11～Mn16、Mp11～Mp12組成。其中Mp11管與Mp12管的溝道寬長比分別是Mp3管的α1與α2倍，Mn11管與Mn14管的溝道寬長比分別是Mn3管的α3與α4倍，則有Mn13管的漏極電流In3為，Mn16管的漏極電流In16為，則低溫區(qū)補償電流IL為。
因此，圖1所示帶隙基準電壓源的輸出電壓Vref為：
（5）
由式（5）可知，對于圖1所示高階溫度補償帶隙基準電路，通過優(yōu)化MOS管Mn3～Mn4的寬長比和電阻R1，2等參數(shù)大小，可獲得低溫漂系數(shù)的參考電壓。
2 仿真結果
本文采用SMIC 0.18μm CMOS工藝對帶隙基準電路進行了仿真驗證。圖2為基準電壓的溫度特性仿真曲線，在-40～125℃溫度范圍內，帶隙基準輸出電壓溫度系數(shù)為4.5ppm/℃。圖3為基準電壓的電源抑制比仿真曲線，在低頻處獲得-62dB的電源抑制比。
3 結語
本文在傳統(tǒng)的△VGS帶隙基準基礎上引入一種與溫度T成1.5次方的電流，并采用溫度分段補償技術，設計了一種高階溫度補償?shù)膸痘鶞孰妷涸?。仿真結果顯示，該帶隙基準源具有良好的溫度特性，適用于高精度電路系統(tǒng)。
參考文獻
[1]馬卓，段志奎，楊方杰 等.1.8V供電8.2ppm/℃的0.18μm CMOS帶隙基準源[J].國防科技大學學報，2011，3（3）：89-94.
[2]尹勇生，易昕，鄧紅輝.一種帶2階溫度補償?shù)呢摲答侒槲籆MOS基準電壓源[J].微電子學，2017，47（6）：774-776.
[3]LUIS H C. FERREI R A. TALES C.A CMOS threshold voltage reference source for very-low-voltage applications [J].Microelec J，2008，39（3）：1867-1873.
[4]Razavi B. Design of Analog CMOS Integrated Circuits [M].New York： McGraw-Hill.2001：27-28.
A high-order Temperature Compensated Bandgap Voltage Reference
ZHOU Si-min， XU Hai-feng
（College of optoelectronic engineering， Chongqing University of Posts and Telecommunications， Chongqing 400065）
Abstract：A high-order temperature compensated bandgap voltage reference （BGR） was designed in SMIC 0.18μm CMOS process. Simulation results showed that the temperature coefficient of BGR was 4.5ppm/°C with a power supply voltage of 1.2V. The power supply rejection ratio of BGR was -62dB at a low frequency.
Key words：bandgap voltage reference;temperature compensated;temperature coefficient
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周思敏 徐海峰
摘要：基于SMIC 0.18μm CMOS工藝設計了一種高階溫度補償?shù)膸痘鶞孰妷涸础７抡娼Y果表明，在1.2V電源電壓下，帶隙基準電壓源的溫度系數(shù)為4.5ppm/℃;在低頻處的電源抑制比為-62dB。
關鍵詞：帶隙基準源;溫度補償;溫度系數(shù)
中圖分類號：TN402 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2018）12-0036-02
0 引言
帶隙基準源是集成電路系統(tǒng)的關鍵模塊，已廣泛應用于ADC、LDO等模擬電路系統(tǒng)中。帶隙基準源的精度和溫度特性直接影響系統(tǒng)的性能，且CMOS電路的特性受溫度影響較大[1]。為保證系統(tǒng)芯片的穩(wěn)定工作狀態(tài)，且滿足不同環(huán)境下的需求，帶隙基準源應具備溫漂系數(shù)小、抗干擾能力強和輸出穩(wěn)定等特性[2-3]。由于傳統(tǒng)的一階帶隙基準源具有相對較高的溫漂系數(shù)，不適用于高精度電路系統(tǒng)。基于此，本文在傳統(tǒng)的△VGS帶隙基準基礎上引入一種與溫度T成1.5次方的電流，并采用溫度分段補償技術，設計了一種高階溫度補償?shù)膸痘鶞孰妷涸?，獲得了低溫漂特性。
1 電路設計與分析
圖1為本文所設計的帶隙基準電壓源，主要由帶隙核心電路、高溫補償電路、低溫補償電路以及啟動電路組成。由于帶隙基準電壓源存在簡并點，因此需要一個啟動電路。其中，啟動電路由MOS管MS1～MS6組成。
圖1（b）為帶隙核心電路，主要由電阻R1～R5、MOS管Mn1～Mn2、Mp1～Mp5與放大器A1、A2構成。放大器A1、A2完全相同，其低頻增益Ad>>1。Mn1、Mn2工作在亞閾值區(qū)，且Mn1的溝道寬長比是Mn2的β0倍。Mp1、Mp2管完全相同，且工作在飽和區(qū)，則Mp1的漏極電流Ip1為。其中，n為工藝參數(shù)，k為玻爾茲曼常數(shù)，q為電子電荷量，T為絕對溫度。Mp5 管的溝道寬長比是MP1管的β1倍，因此，MP5管的漏極電流IP5為。Mp4管的溝道寬長比是Mp3管的β2倍，因此Mp4管的漏極電流IP4為。其中，VGSn2為Mn2的柵-源電壓，具有負溫度特性。
圖1（c）為高溫區(qū)域補償電路，主要由MOS管Mn3～Mn10、Mp6～Mp10組成，Mn3管工作在飽和區(qū)，Mn4管工作在深線性區(qū)，則Mn4管的溝道電阻rdsn4為：? ? ? ? ? ? ? ? （1）
式中，μn為電子遷移率，Cox為單位面積柵氧化層電容，（W/L）n4為Mn4管的溝道寬長比。
Mp6管與Mp1管完全相同，則In3=Ip6=Ip1。Mp7管與Mp8管完全相同且工作在飽和區(qū)，Mn5管與Mn6管工作在亞閾值區(qū)，則有In4=In5=In6= Ip7=Ip8。
MOS管工作在亞閾值區(qū)的漏極電流[4]為：
（2）
式中，ID0為特征電流，VGS為MOS管的柵-源電壓。
綜上分析，MOS管MP7的漏極電流IP7為：
（3）
式中，β3是Mn5與Mn6管的寬長比的比值。
Mp10管的溝道寬長比是Mp7管的β4倍，則Mp10管的漏極電流IP10為，Mp9管的溝道寬長比是Mp3管的β5倍，Mn7管與Mn8管完全相同，則有。則，高溫區(qū)補償電流IH為：
（4）
圖1（d）為低溫區(qū)域補償電路，由MOS管Mn11～Mn16、Mp11～Mp12組成。其中Mp11管與Mp12管的溝道寬長比分別是Mp3管的α1與α2倍，Mn11管與Mn14管的溝道寬長比分別是Mn3管的α3與α4倍，則有Mn13管的漏極電流In3為，Mn16管的漏極電流In16為，則低溫區(qū)補償電流IL為。
因此，圖1所示帶隙基準電壓源的輸出電壓Vref為：
（5）
由式（5）可知，對于圖1所示高階溫度補償帶隙基準電路，通過優(yōu)化MOS管Mn3～Mn4的寬長比和電阻R1，2等參數(shù)大小，可獲得低溫漂系數(shù)的參考電壓。
2 仿真結果
本文采用SMIC 0.18μm CMOS工藝對帶隙基準電路進行了仿真驗證。圖2為基準電壓的溫度特性仿真曲線，在-40～125℃溫度范圍內，帶隙基準輸出電壓溫度系數(shù)為4.5ppm/℃。圖3為基準電壓的電源抑制比仿真曲線，在低頻處獲得-62dB的電源抑制比。
3 結語
本文在傳統(tǒng)的△VGS帶隙基準基礎上引入一種與溫度T成1.5次方的電流，并采用溫度分段補償技術，設計了一種高階溫度補償?shù)膸痘鶞孰妷涸?。仿真結果顯示，該帶隙基準源具有良好的溫度特性，適用于高精度電路系統(tǒng)。
參考文獻
[1]馬卓，段志奎，楊方杰 等.1.8V供電8.2ppm/℃的0.18μm CMOS帶隙基準源[J].國防科技大學學報，2011，3（3）：89-94.
[2]尹勇生，易昕，鄧紅輝.一種帶2階溫度補償?shù)呢摲答侒槲籆MOS基準電壓源[J].微電子學，2017，47（6）：774-776.
[3]LUIS H C. FERREI R A. TALES C.A CMOS threshold voltage reference source for very-low-voltage applications [J].Microelec J，2008，39（3）：1867-1873.
[4]Razavi B. Design of Analog CMOS Integrated Circuits [M].New York： McGraw-Hill.2001：27-28.
A high-order Temperature Compensated Bandgap Voltage Reference
ZHOU Si-min， XU Hai-feng
（College of optoelectronic engineering， Chongqing University of Posts and Telecommunications， Chongqing 400065）
Abstract：A high-order temperature compensated bandgap voltage reference （BGR） was designed in SMIC 0.18μm CMOS process. Simulation results showed that the temperature coefficient of BGR was 4.5ppm/°C with a power supply voltage of 1.2V. The power supply rejection ratio of BGR was -62dB at a low frequency.
Key words：bandgap voltage reference;temperature compensated;temperature coefficient
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