鄧孝祥 戴超凡

摘?要：針對(duì)5MW永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電機(jī)的特點(diǎn)，詳細(xì)研究了二極管中點(diǎn)鉗位式（neutral point clamped，NPC）三電平中壓全功率變流器的控制系統(tǒng)、主回路設(shè)計(jì)、定子磁鏈估算與不連續(xù)脈沖調(diào)制discontinuous pulse-width modulation，DPWM）。網(wǎng)側(cè)變流器采用電網(wǎng)電壓定向和空間電壓脈沖寬度調(diào)制（space voltage pulse width modulation，SVPWM）策略，機(jī)側(cè)變流器采用轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向和DPWM策略，并基于低通濾波器補(bǔ)償?shù)姆椒ㄟM(jìn)行定子磁鏈的幅值及角度的估算。熱仿真軟件結(jié)果表明：網(wǎng)側(cè)開關(guān)頻率為1.55kHz時(shí)，IGBT結(jié)溫與溫升滿足器件設(shè)計(jì)規(guī)范;25kW 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用該文所提調(diào)制策略和定子磁鏈估算方法，并網(wǎng)電流諧波含量能夠滿足國標(biāo)要求，轉(zhuǎn)子位置估計(jì)誤差小，具有較好的穩(wěn)態(tài)性能和轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，能夠很好滿足系統(tǒng)控制要求。

關(guān)鍵詞：中壓三電平變流器;矢量控制;斷續(xù)脈寬調(diào)制

DOI：10.15938/j.jhust.2018.06.013

中圖分類號(hào)： TM614

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

文章編號(hào)： 1007-2683（2018）06-0070-07

Abstract：The diode three-level neutral-point-clamped3L-NPC） converter with full power is a promising multilevel topology in the application of wind power generation system. In view of the 5MW direct-drive wind power generator with permanent magnet?this paper investigated the control system?main loop parameters?stator flux estimation and discontinuous pulse-width modulationDPWM） of the full-power 3L-NPC converter. The grid-side converter emploied the grid voltage oriented control and space voltage pulse width modulationSVPWM） strategy?while the rotor field orientated vector control and DPWM strategy were adopted in the rotor-side converter. In addition?low-pass-filter-compensation-integratorLPFCI） based rotor flux position estimation control method is proposed. The result of thermal simulation indicates that when the switching frequency of the grid-side converter is 1.55kHz?the junction temperature and temperature rise of IGBT conform with design regulation. Furthermore?the 25kw experimental prototype illustrates that based on the technique and stator flux estimation as mentioned in the paper?the harmonics content is quanlified with international standards，and the system has small rotor position estimation error?excellent steady-state performance and torque dynamic response meeting with systematic control requirements.

Keywords：medium voltage three level converter; vector control; discontinuous pulse-width modulation

0?引?言

與陸上風(fēng)力發(fā)電相比，海上的風(fēng)資源更好，離岸10km的海上風(fēng)速是沿岸陸上風(fēng)速的1.25倍，且風(fēng)機(jī)布置在海上，風(fēng)機(jī)布局可以更加靈活，因此海上風(fēng)電與大功率風(fēng)電變流器是風(fēng)電的發(fā)展趨勢(shì)[1]。目前國內(nèi)外均已經(jīng)開始5MW以及以上功率等級(jí)海上風(fēng)電變流器研究;其中ABB公司已經(jīng)在國內(nèi)外小批量使用，采用二極管中點(diǎn)鉗位式（NPC）三電平拓?fù)渑c中壓系統(tǒng)（3000VAC）;國內(nèi)一些廠家如陽光電源和國電南瑞等企業(yè)也進(jìn)行了試驗(yàn)樣機(jī)的研制與樣機(jī)的地面對(duì)托試驗(yàn)。由于國外機(jī)型成本較高，因此5MW海上風(fēng)電變流器具備很大的進(jìn)口替代優(yōu)勢(shì)。綜合國內(nèi)外廠家的變流器設(shè)計(jì)參數(shù)，均采用了中壓型NPC三電平拓?fù)鋄2-3]，設(shè)計(jì)難點(diǎn)為中性點(diǎn)電壓平衡控制、內(nèi)管電壓不鉗位抑制、諧波與熱損耗平衡等問題。本文設(shè)計(jì)的5MW直驅(qū)型海上風(fēng)電變流器，采用3000VAC中壓方案[4-5]，直流母線電壓5200V;采用了中壓型NPC三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu);機(jī)側(cè)PWM整流器采用SVPWM控制，網(wǎng)側(cè)PWM整流器采用DPWM;并采用動(dòng)態(tài)平衡電阻解決內(nèi)管電壓不鉗位問題。

1?三電平中壓風(fēng)電變流器總體方案設(shè)計(jì)

1.1?系統(tǒng)總體方案

系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案采用“永磁同步發(fā)電機(jī)+NPC三電平雙PWM變流器”方案。5MW變流器通過兩個(gè)2.5MW變流器并聯(lián)形成，每個(gè)變流器的網(wǎng)側(cè)和機(jī)側(cè)變流器均由三相NPC三電平PWM變流器構(gòu)成，機(jī)側(cè)變流器根據(jù)風(fēng)機(jī)主控要求控制電機(jī)轉(zhuǎn)速（轉(zhuǎn)矩），從而實(shí)現(xiàn)風(fēng)能的最大功率跟蹤;網(wǎng)側(cè)變流器穩(wěn)定直流母線電壓、控制電網(wǎng)功率因數(shù)和并網(wǎng)電能質(zhì)量。機(jī)側(cè)變流器與電機(jī)之間連接du/dt濾波器，對(duì)于差模du/dt，采用LCR波器來抑制，針對(duì)電機(jī)的共模du/dt，采用在輸出側(cè)接共模抑制磁環(huán)的方式抑制。網(wǎng)側(cè)變流器通過LCL濾波器來抑制網(wǎng)側(cè)并網(wǎng)電流諧波。機(jī)側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器通過中間直流電容進(jìn)行過渡，網(wǎng)側(cè)變流器經(jīng)過斷路器之后，并入3kV電網(wǎng)。系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

1.2?控制系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

兩個(gè)2.5MW的變流器具有完全相同的結(jié)構(gòu)和性能，各自獨(dú)立控制并通過CAN總線實(shí)現(xiàn)控制層面的協(xié)調(diào)。變流器各個(gè)環(huán)節(jié)的信息采集、電壓電流調(diào)節(jié)、事件記錄和通信等功能，由以數(shù)字信號(hào)處理器（digital signal processing?DSP）TMS320F28377D和現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列（field programmable gate array，F(xiàn)PGA） XC6SLX25為控制核心的控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)[6]。

DSP主要實(shí)現(xiàn)工作時(shí)序控制、指令給定、運(yùn)行控制、鎖相環(huán)算法、網(wǎng)側(cè)矢量控制算法、機(jī)側(cè)轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向控制算法、定子磁鏈估算算法、PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的調(diào)制算法、故障判斷與處理、通訊等功能。DSP的CPU1負(fù)責(zé)與FPGA通訊實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)交互、通訊、工作時(shí)序和機(jī)側(cè)變流器控制，并將采樣數(shù)據(jù)和故障信息與CPU2交互[7];CPU2負(fù)責(zé)網(wǎng)側(cè)并網(wǎng)控制算法，兩個(gè)CPU核之間通過IPC總線交互數(shù)據(jù)。FPGA主要實(shí)現(xiàn)數(shù)字AD采樣控制，I/O口邏輯處理、故障輸入信號(hào)處理、脈沖信號(hào)封鎖邏輯、復(fù)位邏輯等。DSP與FPGA通過FPGA自建的雙口RAM實(shí)現(xiàn)采樣數(shù)據(jù)和故障數(shù)據(jù)交互，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。

2?NPC三電平內(nèi)管電壓鉗位設(shè)計(jì)與計(jì)算

中點(diǎn)鉗位型三電平（NPC）拓?fù)?，其鉗位二極管只能保證外管（T1、T4）被可靠鉗位，而內(nèi)管（T2、T3）并沒有被直接鉗位。以單相橋臂進(jìn)行分析，如圖3所示，無平衡電阻Rs，開關(guān)狀態(tài)（T1＼＼T2＼＼T3＼＼T4）從0110切換到0010時(shí)，內(nèi)管T2關(guān)斷，負(fù)載電流將由T2換流至D3、D4，由于T2的E極無鉗位，T1和T2上總電壓為Udc;T1和T2 VCE初始值為0.5Udc，但T2的電壓會(huì)逐漸升高，T1的電壓會(huì)逐漸降低，T1和T2不能均分母線電壓，同理T3與T4亦不能均分直流母線電壓Udc;因此T2和T3管存在承擔(dān)Udc的風(fēng)險(xiǎn)。加入平衡電阻Rs后，使T1回路的漏電流比T2回路的漏電流大，會(huì)使D5導(dǎo)通，此時(shí)T1的E極被鉗位到中心點(diǎn)O，T1管和T2管均分Udc。因此Rs平衡電阻的加入使T2、T3關(guān)斷時(shí)VCE電壓鉗位在0.5Udc。

Rs的值越小，流過鉗位二極管（D5/D6）的電流越大，T2、T3管鉗位效果越好。綜合考慮功耗和鉗位效果將電流限制為0.005A，則：

Rs=Udc2IRs=500kΩ（1）

電阻功率計(jì)算：PRs=U2dcRs=54W，選取2支RX24型鋁殼電阻（1M/200W）并聯(lián)使用。

3?網(wǎng)側(cè)PWM整流器控制

3.1?網(wǎng)側(cè)變流器控制算法

網(wǎng)側(cè)變流器的控制目標(biāo)是：保持輸出直流電壓恒定且有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力;確保交流側(cè)輸入電流正弦，功率因數(shù)為1[8]。將三相靜止坐標(biāo)下的變流器模型轉(zhuǎn)換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，并交流側(cè)三相電流變換到dq坐標(biāo)系下的電流分量Id，Iq進(jìn)行解耦控制得：

在雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)中，為保持中間電壓恒定，電壓外環(huán)的輸出即為d軸電流的給定;無功電流的給定為零，電流內(nèi)環(huán)中，將實(shí)測(cè)電流的q軸分量和指令值做比較，誤差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器作為q軸電壓的指令值。將d、q軸電壓指令值變換到兩相靜止坐標(biāo)系下，得到PWM的調(diào)制信號(hào)。網(wǎng)側(cè)變流器控制模型如圖4所示。

3.2?網(wǎng)側(cè)變流器PWM調(diào)制方式

斷續(xù)脈寬調(diào)制策略（DPWM）是SVPWM調(diào)制方式的一種改進(jìn)，在相同開關(guān)頻率下，可以降低功率器件的開關(guān)損耗。在一個(gè) PWM 開關(guān)周期內(nèi)同時(shí)采用 T0 和 T7，對(duì)應(yīng)著連續(xù)空間矢量 PWM 方式（continuous space voltage pulse amplitude modulation CSVPWM）;如果在一個(gè) PWM 開關(guān)周期內(nèi)只采用 T0 或 T7?則對(duì)應(yīng)不連續(xù) PWM 方式（DSVPWM）。DPWM 方式根據(jù)T0在不同扇區(qū)的取值不同，可以得到不同的DSVPWM調(diào)制可分為[9-10]： DPWMMAX、DPWMMIN、DPWM0、DPWM1和DPWM2。DPWM1 開關(guān)狀態(tài)保持不變的區(qū)間剛好位于波峰和波谷處，如果此時(shí)變流器所帶負(fù)載的功率因數(shù)為1[11]?則負(fù)載電流的相位與逆變器相電壓基波相位一致，在負(fù)載電流最大的共120°范圍內(nèi)開關(guān)狀態(tài)剛好保持不變，這樣可使開關(guān)損耗降低至最小[12]。DPWM1可將開關(guān)損耗降低為SVPWM的0.5倍。在相同的開關(guān)損耗下，網(wǎng)測(cè)變流器開關(guān)頻率可提高2倍，因此設(shè)置為1.55kHz。

機(jī)、網(wǎng)側(cè)變流器IGBT均選用英飛凌公司FZ1200R45KL3_B5，鉗位二極管選用英飛凌公司DD1200S45KL3_B5。網(wǎng)側(cè)變流器在開關(guān)頻率f=750Hz，輸出頻率50Hz，調(diào)制度M=0.94，中間直流電壓為5200V，電流為額定電流575.5A條件下，采用英飛凌IGBT熱模擬軟件Infineon IPOSIM[13]，仿真計(jì)算得到器件的平均功耗及溫升如表1（a）所示。仿真的結(jié)溫為110.6℃小于125℃（器件極限結(jié)溫），但在25kW樣機(jī)中實(shí)驗(yàn)過程中采用750Hz開關(guān)頻率情況下，并網(wǎng)總諧波為11%，無法滿足IEEE 519—1992[14]的并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)要求。

依照相同的計(jì)算方法，在調(diào)制算法采用DPWM1，開關(guān)頻率為1.55kHz和單位功率因數(shù)下，英飛凌功率器件平均功率及溫升如表1（b）所示?？梢钥闯鲈谡{(diào)制算法采用DPWM1，開關(guān)頻率為1.55kHz條件下，計(jì)算出的結(jié)溫為112.1℃小于125℃（器件極限結(jié)溫）。

4?轉(zhuǎn)子側(cè)變流器的控制

4.1?機(jī)側(cè)變流器控制算法

機(jī)側(cè)PWM變流器采用基于轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向的矢量控制，采用零d軸電流控制，即isd= 0，則電磁轉(zhuǎn)矩方程變?yōu)閇15]：

4.2?基于低通濾波器補(bǔ)償?shù)霓D(zhuǎn)子磁鏈位置觀測(cè)

忽略定子電阻，可得采用零d軸電流控制的永磁同步電機(jī)處于發(fā)電工況時(shí)的矢量圖如圖6所示[16-17]，其中Is為定子電流矢量，Us為定子電壓矢量，ψf為轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶?，ψs為定子磁鏈?zhǔn)噶浚臑楣?。定子磁鏈與轉(zhuǎn)子磁鏈間的功角δ只與電流和電機(jī)參數(shù)有關(guān)，補(bǔ)償功角tanδ=Lqiqψf，即可得到轉(zhuǎn)子磁鏈位置θe=θs+δ。

基于擴(kuò)展反電勢(shì)估算的無傳感器零d軸電流矢量控制重點(diǎn)在于轉(zhuǎn)子磁鏈位置的估算，通過反電勢(shì)：

采用帶飽和反饋環(huán)節(jié)積分法得到定子磁鏈ψα，ψβ，限幅值L=ψs=L2qi2q+ψ2f，得到定子磁鏈位置tanθs=ψβψα。

定子磁鏈可通過對(duì)反電勢(shì)信號(hào)的積分得到，但純積分器輸出信號(hào)會(huì)產(chǎn)生較大直流分量甚至引起積分器飽和，因此采用一個(gè)截止頻率較低的低通濾波器（等效為純積分器與一階高通濾波器組合）來代替純積分器，但低通濾波器的引入不可避免的帶來了幅值和相位誤差。因此采用基于低通濾波器補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ↙PFCI）進(jìn)行定子磁鏈的幅值及角度的估算[18-19]，其輸入輸出關(guān)系如下式所示。其中：ωc為低通濾波器的截止頻率;ωe為永磁同步電機(jī)電角頻率;ωeest表示估算量;s為拉普拉斯算子。

低通濾波補(bǔ)償積分器可對(duì)低通濾波器引入的幅值和相角誤差進(jìn)行補(bǔ)償，使其不存在飽和等問題，其原理框圖如圖7所示。低通濾波器與低通濾波補(bǔ)償積分器的低通濾波器合用一個(gè)，同時(shí)采用硬件低通濾波器實(shí)現(xiàn)，避免了濾波器數(shù)字化實(shí)現(xiàn)造成的性能影響[20]。

5?實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了對(duì)控制系統(tǒng)進(jìn)行驗(yàn)證，采用25kW直驅(qū)永磁風(fēng)力發(fā)電實(shí)驗(yàn)平臺(tái)對(duì)控制系統(tǒng)硬件和軟件進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)額定參數(shù)如表2。

實(shí)驗(yàn)條件：中間直流電壓600V，網(wǎng)側(cè)線電壓380V，轉(zhuǎn)速80r/min，機(jī)側(cè)開關(guān)頻率750Hz，網(wǎng)側(cè)開關(guān)頻率1.55kHz，調(diào)制方式SVPWM;轉(zhuǎn)矩給定為0～400N·m，400～800N·m。轉(zhuǎn)矩突變測(cè)試實(shí)驗(yàn)波形如圖8、9所示。通道1：機(jī)側(cè)相電壓Uab，通道4：機(jī)側(cè)相電流Ia。在突加、突減轉(zhuǎn)矩給定指令（對(duì)應(yīng)定子電流指令突加、突減）時(shí)，由定子電流Ia波形可見定子電流均能很好的跟蹤轉(zhuǎn)矩指令的變化。

網(wǎng)側(cè)開關(guān)頻率設(shè)計(jì)為1.55kHz，調(diào)制方式為DPWM1調(diào)制，機(jī)側(cè)開關(guān)頻率750Hz，調(diào)制方式為SVPWM。其實(shí)驗(yàn)波形如圖10所示，通道1：網(wǎng)側(cè)A相電流，通道2：機(jī)側(cè)ab相線電壓，通道3：機(jī)側(cè)a相電流，通道4：網(wǎng)側(cè)ab相線電壓。對(duì)比網(wǎng)側(cè)a相PWM波和a相電流，網(wǎng)側(cè)IGBT不動(dòng)作區(qū)域在a相電流最大處，與DPWM1的單位功率因數(shù)下運(yùn)行相一致。

諧波含量如表3和4所示，其中網(wǎng)測(cè)變流器總諧波為3.63%，機(jī)測(cè)變流器為3.66%，均能夠滿足諧波要求。

6?結(jié)?論

針對(duì)5MW直驅(qū)風(fēng)電變流器設(shè)計(jì)了三電平 NPC拓?fù)涞闹袎猴L(fēng)電變流器，并在25kW永磁同步電機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上對(duì)控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)、控制算法和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等進(jìn)行了驗(yàn)證。提出了基于雙核DSP和FPGA的中壓風(fēng)電變流器控制系統(tǒng);基于均衡電阻的NPC拓?fù)鋬?nèi)管電壓鉗位的解決方案;基于低通濾波器補(bǔ)償?shù)霓D(zhuǎn)子磁鏈位置觀測(cè)方法以實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn)子磁鏈定向。熱仿真軟件結(jié)果表明：網(wǎng)側(cè)開關(guān)頻率為1.55kHz時(shí)，IGBT結(jié)溫與溫升滿足器件設(shè)計(jì)規(guī)范;25kW樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：采用該控制系統(tǒng)、調(diào)制策略和定子磁鏈估算方法，網(wǎng)測(cè)變流器總諧波為3.63%，機(jī)測(cè)變流器為3.66%，永磁同步電機(jī)轉(zhuǎn)子位置估計(jì)誤差小，并且具有較好的穩(wěn)態(tài)性能和轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，能夠很好滿足直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)永磁同步電機(jī)控制要求。

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（編輯：溫澤宇）