楊肖+方紀村+劉傳亮

摘 要：三相電壓型 PWM 整流器一般采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制策略，而PI控制參數(shù)是在特定條件下整定的，在負載變化和擾動較大的情況下系統(tǒng)適應性差，難以取得良好的控制效果。結合自適應的控制思想，在PI控制的基礎上，提出了一種新型的控制方法，即在電壓外環(huán)采用模糊自適應PI控制，電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦的控制策略。仿真結果表明這種控制方法適應性強，具有良好的動態(tài)性能。

關鍵詞：PWM整流器；模糊自適應；負載擾動

中圖分類號：TM461 文獻標志碼：A

Research on Three-phase PWM Rectifier Based on

Fuzzy Adaptive Control

YANG Xiao，F(xiàn)ANG Ji-cun，LIU Chuan-liang

（Jiangsu Automation Research Institute，Lianyungang， Jiangsu 222000，China）

Abstract：As the three-phase voltage-type PWM rectifier （VSR） using traditional PI control strategy is difficult to obtain good control effect in the case of large disturbance and load a broad range of mutations.Basis on the traditional double closed-loop PI control strategy，combined with adaptive control ideas，a new control method is proposed in this paper，which is that PI control and fuzzy control will be applied to outer loop control of the voltage，and the inner loop current control use feed forward decoupling control strategy.The simulation results show that the control method is fast response and strong adaptability， and has good dynamic and static characteristics.

Key words：PWM rectifier；fuzzy adaptive；load disturbance

1 引 言

隨著電子技術的飛速發(fā)展，PWM整流電路由于功率因數(shù)高，諧波含量低等優(yōu)點已經(jīng)逐漸取代傳統(tǒng)的不控整流電路，如二極管整流和晶閘管整流電路[1]。而具有輸入電流連續(xù)，輸出電壓穩(wěn)定可控，可單位功率因數(shù)運行等優(yōu)點的三相PWM整流器更是近來研究的熱點[2]。一般而言，整流器想要獲得良好的性能，對其采取合適的控制才是關鍵所在。三相PWM整流器一般采用傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制器，而PI參數(shù)是在特定條件下整定的[3-5]，在負載大范圍變動或者擾動較大時控制精度不高，系統(tǒng)特性變差。還有學者將基于反饋線性化的極點配置方法應用于雙閉環(huán)控制器中[6]，也取得了較好的效果，但系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化時，PID參數(shù)不能適應這些變化，使得系統(tǒng)的性能變差。文獻[7]采用基于零極點配置狀態(tài)反饋的無差拍控制方法，文獻[8]采用電壓外環(huán)，功率內(nèi)環(huán)的控制的控制策略，并在內(nèi)環(huán)采用滑模變功率控制，上述所提的控制策略都能在不同程度上改善整流器的性能，但是在參數(shù)發(fā)生變化時，這些方法的性能都會變差，文獻[9]采用模型預測控制方法設計的控制器，但在預測模型的參數(shù)不確定時，系統(tǒng)性能也將變差。

在分析三相PWM整流器的拓撲結構的基礎上，提出了一種新型的控制策略，結合傳統(tǒng)PI控制和模糊自適應控制各自的優(yōu)點，應用于電壓外環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)則采用前饋線性解耦控制?？紤]到整流器運行過程中負載等電路參數(shù)會隨運行情況變化而變化，這種控制策略能根據(jù)系統(tǒng)的運行狀態(tài)實時的調(diào)整控制參數(shù)，不僅能提高直流側(cè)的電壓精度以及抗擾動能力，而且在負載變化時，具有更好的適應性。

2 三相PWM整流器拓撲結構及數(shù)學模型

三相PWM整流器的電路拓撲結構如圖1所示，其中ea、eb、ec為三相電源電壓，Udc為輸出直流電壓，Ls為交流輸入濾波電感，R為交流側(cè)的等效電阻，C為輸出濾波電容以及直流側(cè)負載RL。

Si（i=a，b，c）表示三相PWM整流器的開關狀態(tài)，其中Sa=1表示a相上橋臂V1導通而下橋臂V4關斷，Sa=0表示開關管V1關斷而V4導通。

三相PWM整流器在abc靜止坐標系下的數(shù)學模型為：

Ldiadt=ea-Ria-Sa-13∑i=a，b，cSiUdcLdibdt=eb-Rib-Sb-13∑i=a，b，cSiUdcLdicdt=ec-Ric-Sc-13∑i=a，b，cSiUdcCdudcdt=Saia+Sbib+Scic-UdcRL（1）

對（1）式進行Clark變換得到兩相靜止（α，β）的坐標系下的數(shù)學模型如下：

Ldiαdt=eα-Riα-SαUdcLdiβdt=eβ-Riβ-SβUdcCdudcdt=32Sαiα+Sβiβ-UdcRL（2）

對（2）式進行Park變換得到同步旋轉(zhuǎn)坐標（d，q）下的數(shù)學模型得：

Ldiddt=ed-Rid-SdUdc+ωLiqLdiqdt=eq-Riq-SqUdc-ωLidCdudcdt=32Sdid+Sqiq-UdcRL（3）endprint

其中ed、eq為三相電網(wǎng)電壓矢量的dq軸分量，id、iq是輸入側(cè)電流的dq軸分量，ω為輸入電壓信號角速度（ω=2πf），Sd、Sq為開關函數(shù)在dq軸上的分量。

三相PWM整流器在靜止坐標系下的數(shù)學模型直觀清晰，但是系統(tǒng)的各個參數(shù)都是時變交流量，變量之間存在強耦合，難以設計合適的控制器。通過將三相靜止坐標系中的系統(tǒng)參數(shù)進行同步旋轉(zhuǎn)變換到dq坐標系中，使得輸入側(cè)的交流信號換算成直流分量，可以消除電流跟蹤穩(wěn)態(tài)誤差，同時可以很方便的引入電流狀態(tài)反饋，實現(xiàn)dq軸電流的解耦控制。

3 三相PWM整流器的控制策略

采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制策略，電壓外環(huán)為模糊自適應PI控制，電流內(nèi)流為前饋線性解耦控制。這種新型的控制方法能實現(xiàn)交流側(cè)電流的正弦化，直流側(cè)電壓的穩(wěn)定可控，且在負載切換或干擾較大時仍能快速跟隨給定值，具有良好的動態(tài)性能和魯棒性?？刂瓶驁D如圖2所示。

3.1 電流內(nèi)環(huán)控制器的設計

根據(jù)（3）式dq坐標系下三相PWM整流器的數(shù)學模型，得電流內(nèi)環(huán)方程如下

Ldiddt=ed-Rid+ωLiq-UrdLdiqdt=eq-Riq-ωLid-Urq（4）

其中Urd=SdUdc，Urq=SqUdc為電流內(nèi)環(huán)控制量，由控制量可知，電流環(huán)方程之間存在非線性強耦合，通過前饋解耦的思想設計內(nèi)化控制器如下：

Urd=ed+ωLiq-kip+kilsid*-idUrq=eq-ωLid-kip+kilsiq*-iq（5）

電流內(nèi)環(huán)通過前饋解耦，使得電流能夠線性控制，而且由于id、iq結構一樣，只需要kip、kil兩個控制參數(shù)，方便實現(xiàn)數(shù)字化。

3.2 電壓外環(huán)控制策略設計

圖3a給出了三相電壓型PWM整流器的外環(huán)控制框圖。在進行外環(huán)控制參數(shù)設計時，由于內(nèi)環(huán)響應快，假設電流已經(jīng)跟隨給定值，其中Wci（s）為電流內(nèi)環(huán)簡化傳遞函數(shù)，其簡化模型等效為一個慣性環(huán)節(jié)，即Wcis=1/（Tis+1），Ti為電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)時間。電壓采樣時間為Tu，Kp、Ki是電壓外環(huán)控制器的控制參數(shù)，Idc為直流側(cè)的電流，IL為負載擾動。對電壓外環(huán)進行高頻小慣性環(huán)節(jié)近似處理后得到簡化的控制框圖如圖3b所示。

由于電壓外環(huán)的主要作用是穩(wěn)定直流側(cè)的電壓，使其快速跟隨給定值，所以外環(huán)參數(shù)設計時要考慮負載變換的影響。而三相PWM整流裝置在運行過程中，負載等電路參數(shù)會隨運行情況而變化，為了適應這種變化，外環(huán)控制設計采用模糊自適應控制，能夠根據(jù)負載電流的需要實時調(diào)整系統(tǒng)的控制參數(shù)，以提高直流側(cè)控制電壓的精度，獲得良好的動態(tài)性能。

3.3 模糊自適應PI控制原理

模糊自適應PI 控制器的原理是通過設計的模糊規(guī)則實時的修改PI控制參數(shù)，結構如圖4所示，以外環(huán)電壓的誤差e和誤差變化率ec作為模糊控制器的輸入，應用模糊規(guī)則對PI參數(shù)進行調(diào)整，實現(xiàn)外環(huán)電壓的快速跟隨及穩(wěn)定可控。

模糊自適應控制的實現(xiàn)過程是，找出P、I兩個參數(shù)與誤差e和誤差變化率ec之間的模糊關系，其中kp的作用是加快系統(tǒng)的響應速度，提高系統(tǒng)的調(diào)節(jié)精度，ki的作用是消除系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，在運行過程中不斷檢測e和ec，根據(jù)模糊控制原理對PI參數(shù)進行在線修改，而使被控對象有良好的動靜態(tài)性能。計算當前的誤差e和ec，進行模糊化處理，將輸入變量從基本論域中轉(zhuǎn)換到對應的語音變量模糊集論域中，利用模糊規(guī)則進行模糊推理。將系統(tǒng)誤差e和誤差變化率ec定義為模糊集上的論域e，ec=-3，-2，-1，0，1，2，3，其語言變量集為e，ec={NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，子集中的元素分別表示為負大，負中，負小，零，正小，正中，正大。為方便計算，他們的隸屬度函數(shù)均為三角形函數(shù)。選取控制量的原則是：當誤差大或較大時，控制參數(shù)設計以盡快消除誤差為主；當誤差較小時，參數(shù)設計要以系統(tǒng)的穩(wěn)定性為主，防止系統(tǒng)超調(diào)。按照上述分析建立模糊控制器的控制規(guī)則，如表1，表2所示。

針對不同的輸入情況，根據(jù)模糊規(guī)則表推理輸出結果Δkp、Δki，然后與初始PI參數(shù)相加，完成對PI參數(shù)的在線自校正。

kp=kp0+Δkpki=ki0+Δki（6）

式中，kp、ki為調(diào)整后的輸出參數(shù)，kp0、ki0是按照工程方法整定的初始參數(shù)，Δkp、Δki是模糊規(guī)則控制的調(diào)整參數(shù)。

4 仿真結果分析

根據(jù)以上分析，運用matlab/simulink模塊搭建了整個系統(tǒng)的仿真模型，系統(tǒng)仿真結構模型如圖5所示，主要由主電路結構（圖中的上部分），電壓電流坐標變換電路（3R/2S模塊），電壓/電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)電路（fuzzy adaptive control 模塊 ），SVPWM電路構成。

其中仿真所用的參數(shù)如下：三相輸入電壓有效值220 V，交流側(cè)輸入濾波電感L=4 mH，電感等效電阻Rs=0.5 Ω，直流側(cè)濾波電容C=2 200 uF，開關頻率為10 kHz，三相輸輸入電源頻率為50 Hz，輸出直流電壓Udc=650 V，額定功率10 kW。

為驗證所選控制方案的性能，將模糊自適應控制與一般的PI控制進行比較研究，對仿真結果分析如下。

圖6（a）是傳統(tǒng)PI控制策略的直流側(cè)電壓啟動波形，（b）是模糊自適應控制的啟動波形。傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制也能達到一定的效果，直流側(cè)電壓在0.2 s左右達到穩(wěn)態(tài)值650 V，啟動時有超調(diào)（約15 V）。相比較而言，本文采取的新型控制策略，輸出側(cè)直流電壓響應更快，在0.15 s處達到穩(wěn)態(tài)值，而且沒有超調(diào)。

為進一步驗證本文電壓環(huán)自適應控制方法快速適應負載變化的能力，在0.35 s處負載由半載切換到滿載的仿真圖形如圖7所示。在相同負載變化下，模糊自適應PI控制的恢復時間更快，動態(tài)效果更好，相比于傳統(tǒng)PI控制，恢復時間減少35%，而且輸出電壓的最大偏差也減少50%。endprint

5 結束語

由于三相PWM整流器負載是隨運行情況而變化的，為了適應這種負載大范圍突變，本文提出電壓外環(huán)采用模糊自適應控制，電流內(nèi)環(huán)線性解耦的雙閉環(huán)控制策略，可很大程度上改善整流器的動態(tài)性能，提高直流側(cè)輸出電壓的控制精度。與傳統(tǒng)PI調(diào)節(jié)相比，輸出電壓波動小，響應更快，魯棒性更好。

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