蔡華鋒， 梅繼超， 廖冬初， 童 炎

(湖北工業(yè)大學(xué) 太陽能高效利用湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心， 湖北 武漢 430068)

交流能饋型直流電子負(fù)載研究*

蔡華鋒， 梅繼超， 廖冬初， 童 炎

(湖北工業(yè)大學(xué) 太陽能高效利用湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心， 湖北 武漢 430068)

研究了一種由軟開關(guān)移相全橋電路和L型濾波器的并網(wǎng)逆變器電路級聯(lián)組成的交流能饋型直流電子負(fù)載裝置. 前級軟開關(guān)移相全橋電路采用輸入電流外環(huán)PI控制、 輸出電流內(nèi)環(huán)單周期控制的控制策略， 通過控制輸入電感電流來模擬機(jī)車電源的輸出特性. 針對并網(wǎng)逆變器使用PI控制器時并網(wǎng)電流存在穩(wěn)態(tài)誤差的缺陷， 研究了并網(wǎng)逆變器電路采用直流母線電壓外環(huán)PI控制、 并網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)準(zhǔn)諧振PR控制的控制策略， 通過電壓外環(huán)實現(xiàn)逆變器直流電壓穩(wěn)定， 電流內(nèi)環(huán)實現(xiàn)并網(wǎng)電流無靜差控制. MATLAB仿真與實驗結(jié)果驗證了該交流能饋型直流電子負(fù)載拓?fù)浜涂刂撇呗缘目尚行?

直流電子負(fù)載； 交流能饋； 移相全橋； 單周期控制； 準(zhǔn)諧振PR控制

傳統(tǒng)機(jī)車電源出廠帶載測試通常采用阻感負(fù)載進(jìn)行， 這種測試不僅存在電能浪費和靈活性差的缺點， 同時還會產(chǎn)生大量熱量， 惡化周圍的工作環(huán)境， 已經(jīng)越來越不能滿足機(jī)車電源的出場測試要求[1-3]. 本文研究了一種由軟開關(guān)移相全橋電路和L型濾波器的并網(wǎng)逆變器電路級聯(lián)組成的交流能饋型直流電子負(fù)載裝置， 它可以連續(xù)模擬真實環(huán)境中的負(fù)載大小， 具有靈活性好、 精度高、 體積小、 重量輕和電能循環(huán)利用等優(yōu)點.

這種交流能饋型直流電子負(fù)載裝置要根據(jù)能饋型電子負(fù)載拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和前后級功能要求選擇合適的控制策略， 由文獻(xiàn)[4]可知， 能饋型電子負(fù)載控制技術(shù)主要包括： PI控制、 滯環(huán)控制、 重復(fù)控制、 無差拍控制和模糊控制等. 其中PI控制和滯環(huán)控制具有簡單易行的優(yōu)點， 被廣泛應(yīng)用在前后級電子負(fù)載上， 但是控制精度有待提高. 重復(fù)控制和無差拍控制主要應(yīng)用在電子負(fù)載的能量回饋控制上， 二者都具有優(yōu)良的并網(wǎng)電流品質(zhì)， 但是單獨使用重復(fù)控制無法得到滿意的控制效果， 需要與其它控制策略相結(jié)合， 而無差拍控制依賴于電子負(fù)載的精確數(shù)學(xué)模型， 限制了無差拍控制的應(yīng)用. 模糊控制通常需要與其它控制策略聯(lián)合使用， 這勢必增大了控制器的設(shè)計難度. 因此針對交流能饋型直流電子負(fù)載拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)， 本文研究了一種新穎的控制策略： 前級軟開關(guān)移相全橋負(fù)載模擬變換器采用輸入電流外環(huán)PI控制、 輸出電流內(nèi)環(huán)單周期控制的控制策略， 通過電流外環(huán)PI控制輸入電感電流來模擬機(jī)車電源的輸出特性和電流內(nèi)環(huán)單周期控制輸出電感電流以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度以及抗電源干擾能力. 針對并網(wǎng)逆變器使用PI控制器時并網(wǎng)電流存在穩(wěn)態(tài)誤差的缺陷， 研究了并網(wǎng)逆變器電路采用直流母線電壓外環(huán)PI控制、 并網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)準(zhǔn)諧振PR控制的控制策略， 通過電壓外環(huán)PI控制母線電容電壓來維持逆變器所需要的直流電壓， 通過電流內(nèi)環(huán)準(zhǔn)諧振PR控制來實現(xiàn)對正弦給定并網(wǎng)電流零誤差跟蹤， 并有效抑制電網(wǎng)的擾動. 由于PI控制器設(shè)計簡單， 因此本文主要研究交流能饋型直流電子負(fù)載的單周期控制器(OCC)和準(zhǔn)諧振PR控制器(準(zhǔn)諧振PR)設(shè)計， 最后通過MATLAB仿真與實驗結(jié)果驗證了本文所討論的交流能饋型直流電子負(fù)載拓?fù)浜涂刂撇呗缘目尚行?

1 交流能饋型直流電子負(fù)載原理

圖 1 是由軟開關(guān)移相全橋電路和L型濾波器的并網(wǎng)逆變器電路級聯(lián)組成的交流能饋型直流電子負(fù)載主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu). 通過控制輸入電感L1的電流大小來模擬機(jī)車電源的負(fù)載特性， 電容C1起到輸入被測機(jī)車電源與移相全橋能量的緩沖作用. 諧振電容C2～C5和諧振電感L2構(gòu)成移相全橋電路的諧振網(wǎng)絡(luò)使移相全橋電路工作在軟開關(guān)狀態(tài)， 減小開關(guān)損耗， 同時提高了整機(jī)的工作效率.T為高頻變壓器， 用于移相全橋電壓變換并實現(xiàn)與后級并網(wǎng)逆變器的隔離， 同時為了消除因開關(guān)管特性不一致等原因而導(dǎo)致的高頻變壓器偏磁問題， 將隔直電容C6串聯(lián)接入其中. 電感L3和電容C11構(gòu)成移相全橋電路的整流輸出濾波器， 通過控制電感L3的電流可以提高負(fù)載模擬電路控制性能， 通過控制電容C11的電壓來維持并網(wǎng)逆變器所需輸入電壓并使前后級能量在此進(jìn)行交換并達(dá)到平衡. 電感L4為并網(wǎng)逆變器的高頻濾波器， 用來濾除并網(wǎng)電流高頻諧波以提高并網(wǎng)電流質(zhì)量和功率因數(shù).Q1～Q8為功率開關(guān)管IGBT，D1～D4為快恢復(fù)整流二極管. 前級移相全橋電路主要功能是模擬測試機(jī)車電源輸出電流特性. 為了使輸入電感電流能夠快速、 準(zhǔn)確地跟蹤給定電流， 前級采用電流雙環(huán)， 內(nèi)環(huán)單周期控制方式， 使電流在最短的時間內(nèi)達(dá)到測試所需大小. 后級L型濾波器的并網(wǎng)逆變器主要功能是將機(jī)車電源測試的電能以單位功率因數(shù)回饋到交流電網(wǎng)， 從而實現(xiàn)電能循環(huán)利用. 為了實現(xiàn)零誤差跟蹤正弦給定的并網(wǎng)電流， 并網(wǎng)逆變電流采用準(zhǔn)諧振PR控制方式.

圖 1 交流能饋型直流電子負(fù)載主電路Fig.1 Main circuit DC electronic load with AC of energy feedback

2 系統(tǒng)控制策略的研究

2.1 前級軟開關(guān)移相全橋單周期控制

2.1.1 單周期控制原理

假設(shè)功率開關(guān)管S的工作頻率固定， 即S的開關(guān)周期T恒定， 那么在開關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷過程中可以開關(guān)函數(shù)表示開關(guān)管S的工作過程為

若開關(guān)管S的輸入、 輸出信號分別為x(t),y(t), 則y(t)可由x(t)和k(t)表示為

當(dāng)k(t)=1時， 開關(guān)導(dǎo)通， 開關(guān)導(dǎo)通時間為Ton, 則y(t)=x(t)； 當(dāng)k(t)=0時， 開關(guān)關(guān)斷， 關(guān)斷時間為Toff， 則y(t)=0. 由于本文前級軟開關(guān)移相全橋電路的開關(guān)頻率為16 kHz, 則在一個開關(guān)周期Ton內(nèi)，y(t)的平均值為

式中：D(t)為該周期的占空比， 參考基準(zhǔn)Lref調(diào)制.

在一個開關(guān)周期內(nèi)， 當(dāng)開關(guān)管的輸入信號x(t)的積分值和基準(zhǔn)信號Iref的積分值相等， 則有

由式(3)， 式(4)可得開關(guān)管輸出信號y(t)的平均值等于參考基準(zhǔn)Iref值， 即

由式(5)可知， 單周期控制的核心思想是： 控制輸入信號x(t)在每一個開關(guān)周期TS所對應(yīng)的導(dǎo)通時間Ton中的積分值等于參考基準(zhǔn)值Iref在該開關(guān)周期TS中的積分值[5-7].

2.1.2 軟開關(guān)移相全單周期控制器設(shè)計

軟開關(guān)移相全橋負(fù)載模擬變換器主要是控制輸入側(cè)電感電流， 為了提高變換器靜態(tài)、 動態(tài)特性和抗干擾能力， 本文研究了一種輸入電流PI、 輸出電流單周期控制的雙電流環(huán)控制策略， 其控制框圖如圖 2 所示. 由于單周期控制技術(shù)使系統(tǒng)對擾動信號有很好的抑制能力， 并且對給定信號的跟蹤穩(wěn)態(tài)誤差小， 因此采用單周期控制方式能使移相全橋具有更佳的輸出特性[8-10].

圖 2 軟開關(guān)移相全橋單周期控制框圖Fig.2 Single cycle control block diagram of phase-shift full bridge with soft switch technology

由軟開關(guān)移相全橋負(fù)載模擬變換器的輸入、 輸出功率平衡可得

式中：Iin,Iout為全橋輸入、 輸出電感電流；Vin,Vout為全橋輸入、 輸出電壓；K1,K2為輸入、 輸出比例常數(shù)并且設(shè)K1>K2. 移相全橋變換器的輸出電壓可由輸入電壓和占空比D表示為

由式(6)， 式(7)得

由式(9)可知，Is為外環(huán)電流輸出值，Iout是單周期積分器輸入信號，Is-Iout作為積分器給定參考值， 按照式(9)采用單周期控制技術(shù)即可實現(xiàn)移相全橋負(fù)載模擬控制目標(biāo).

2.2 后級并網(wǎng)變換器準(zhǔn)諧振PR控制

2.2.1 準(zhǔn)諧振PR控制原理

并網(wǎng)逆變器電流PI控制框圖如圖 3 所示.

圖 3 并網(wǎng)逆變器電流PI控制框圖Fig.3 Block diagram of grid inverter with PI control

由文獻(xiàn)[11-15]可知， 對于正弦給定的并網(wǎng)電流采用PI控制時， PI控制器的增益特性在基波頻率處小于1， 則并網(wǎng)電流無法實現(xiàn)零誤差跟蹤控制； 并網(wǎng)電壓信號對并網(wǎng)電流是干擾信號， 當(dāng)并網(wǎng)電壓信號擾動時會增大并網(wǎng)電流的畸變率.

目前常采用增大PI控制器的系數(shù)和加入電壓前饋補(bǔ)償器等方法來減小正弦給定的并網(wǎng)電流穩(wěn)態(tài)誤差以及并網(wǎng)電壓擾動干擾. 然而當(dāng)比例系數(shù)增大時可能會引起系統(tǒng)振蕩， 當(dāng)積分系數(shù)增大時可以在一定程度上減小穩(wěn)態(tài)誤差， 但是這樣會導(dǎo)致并網(wǎng)電壓、 電流之間產(chǎn)生相位差， 從而減小并網(wǎng)逆變器的功率因數(shù). 電壓前饋補(bǔ)償器可以在一定程度上減小并網(wǎng)電壓擾動對系統(tǒng)的影響， 但是不能完全抑制或消除并網(wǎng)電壓的干擾.

根據(jù)內(nèi)模原理可得到： 對于輸入給定的正弦信號， 當(dāng)采用的控制器模型中包含正弦信號模型， 則該控制器可以對輸入給定的正弦信號實現(xiàn)無靜差控制. PR控制器的傳遞函數(shù)為

式中：Kpr為PR控制器的比例系數(shù)；Kr為PR控制器的諧振系數(shù).

在PR控制器作用下并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)電流輸入、 輸出關(guān)系為

在電網(wǎng)頻率50 Hz處， 即S=jω0， PR控制器的幅值為

(12)

則

即在S=jω0處， PR控制器可以對正弦給定的并網(wǎng)電流進(jìn)行零誤差跟蹤.

由式(12)可知， PR控制器在電網(wǎng)頻率50 Hz處才具有無窮大幅值增益特性， 而在其它頻率處幅值增益有限. 然而在實際并網(wǎng)逆變器工作過程中， 電網(wǎng)頻率不可能一直穩(wěn)定在50 Hz， 而是在50 Hz 上下波動， 同時又由于電力電子器件的非線性特性和控制器精度不足等問題， 使得PR控制器的控制效果變差， 甚至變得不適用. 對此本文提出在電網(wǎng)頻率產(chǎn)生偏移時， 采用同樣具有高增益特性的準(zhǔn)諧振PR控制器.

2.2.2 準(zhǔn)諧振PR控制器設(shè)計

準(zhǔn)諧振PR控制器傳遞函數(shù)為

式中：Kpr,Kr和ωc分別為準(zhǔn)諧振PR控制器的比例系數(shù)、 諧振系數(shù)和截止頻率， 并網(wǎng)逆變器電流準(zhǔn)諧振PR控制的控制框圖如圖 4 所示.

圖 4 并網(wǎng)逆變器電流準(zhǔn)諧振PR控制框圖Fig.4 Block diagram of grid inverter with quasi resonant PR control

由圖 4 可以推導(dǎo)出， 在準(zhǔn)諧振PR控制作用下的并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)傳遞函數(shù)為

G1(s)=GPR(s)Gpwm(s)Gf(s)=

將式(13)代入式(14)得

由式(13)可知準(zhǔn)諧振PR控制器的控制效果由參數(shù)Kpr,Kr和ωc共同決定， 為了準(zhǔn)確分析每個參數(shù)對控制器的影響， 假定其中任意2個參數(shù)不變， 觀察系統(tǒng)隨另一個參數(shù)的變化而變化情況. 在設(shè)計準(zhǔn)諧振PR控制器的參數(shù)過程中， 一般先考慮并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)頻率的波動范圍來確定截止頻率參數(shù)ωc， 再根據(jù)系統(tǒng)所需的峰值增益值大小來確定合適的諧振參數(shù)Kr； 最后通過調(diào)整參數(shù)Kpr使得并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)具有較大的相角裕度. 在MATLAB仿真實驗中， 直流母線電容電壓穩(wěn)定在600 V, 則Kpwm=600， 取濾波電感L=6 mH，ω0=314 rad/s, 不計并網(wǎng)電阻即RS=0.

1) 假定Kpr=0，Kr=1，ω0=314 rad/s，ωc變化時， 并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)傳遞函數(shù)

2) 假定Kpr=0，ωc=4，ω0=314 rad/s ，Kr變化時， 并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)傳遞函數(shù)

圖 5 截止頻率ωc變化時并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖Fig.5 Bode diagram of the grid inverter current open-loop with ωc change

若諧振系數(shù)Kr為1,10,50,100,200 rad/s時， 并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖如圖 6 所示.

圖 6 諧振系數(shù)Kr變化時并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖Fig.6 Bode diagram of the grid inverter current open-loop with Kr change

由圖 6 可知，Kr的變化只改變系統(tǒng)的諧振增益， 諧振增益隨Kr的增加而增大， 對系統(tǒng)開環(huán)通道的帶寬不起作用.

3) 假定Kr=50，ωc=4，ω0=314 rad/s，Kpr變化時， 并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)傳遞函數(shù)

G4(s)=

若比例系數(shù)Kpr為0.1,1，2,4時, 并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖如圖 7 所示.

由圖 7 可知，Kpr變化不僅改變系統(tǒng)控的比例增益而且改變系統(tǒng)的相角裕度， 比例增益和相角裕度均隨Kpr的增加而增大. 綜合考慮并網(wǎng)逆變器抗電網(wǎng)擾動能力、 零誤差跟蹤并網(wǎng)電流能力以及系統(tǒng)穩(wěn)定余度， 選取準(zhǔn)諧振PR控制器的參數(shù)為：Kpr=2，Kr=50，ωc=4 rad/s. 將并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)各個環(huán)節(jié)參數(shù)代入式(15)得到并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)電流閉環(huán)傳遞函數(shù)G5(s)為

由式(19)可以得到在準(zhǔn)諧振PR控制器作用下并網(wǎng)逆變器的電流閉環(huán)波特圖如圖 8 所示.

圖 7 比例系數(shù)Kpr變化時并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖Fig.7 Bode diagram of the grid inverter current open-loop with Kpr change

圖 8 在準(zhǔn)諧振PR控制器作用下并網(wǎng)逆變器的電流閉環(huán)波特圖Fig.8 Bode diagram of the grid inverter current closed loop with quasi resonant PR control

由圖 8 可知， 準(zhǔn)諧振PR控制器不僅可以在基波頻率處對正弦給定的并網(wǎng)電流實現(xiàn)零誤差跟蹤， 而且在基波頻率附近同樣具有無靜差跟蹤并網(wǎng)電流能力， 即準(zhǔn)諧振PR控制器可以應(yīng)用在電網(wǎng)頻率波動的并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中.

3 MATLAB仿真實驗

利用MATLAB對交流能饋型直流電子負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略進(jìn)行仿真實驗. 待測試機(jī)車電源額定功率為70 kW， 輸出電壓為600±5% V. 前級移相全橋輸入電感L1=1.5 mH, 輸入緩沖電容C1=5 600 μF， 諧振電感L2=12 μH， 隔直電容C6=120 μF， 變壓器匝數(shù)比為2∶3， 移相全橋輸出濾波電感L3=800 μH， 后級并網(wǎng)逆變器輸出濾波電感L4=6 mH，并網(wǎng)電壓 380 V/AC.

1) 在輸入電壓600 V， 額定功率70 kW， IGBT開關(guān)頻率16 kHz， 負(fù)載模擬給定電流為116.7 A 時， 軟開關(guān)移相全橋單周期控制的仿真波形如圖 9 所示. 由圖 9 可知， 在輸入電壓600 V、 輸入給定116.7 A電流時， 移相全橋輸入電流跟蹤達(dá)到116.4 A， 誤差電流為0.3 A， 電流誤差率為0.25%， 滿足系統(tǒng)性能指標(biāo)要求.

圖 9 移相全橋給定輸入電流116.7 A波形Fig.9 The waveforms of phase-shift full bridge input current with 116.7 A

圖 10 移相全橋原邊電壓、 電流波形Fig.10 The primary current and voltage waveforms of phase-shifted full bridge

由圖 10 可知， 移相全橋?qū)崿F(xiàn)了ZVS軟開關(guān)技術(shù)， 降低了IGBT的開關(guān)損耗， 從而提高了系統(tǒng)整機(jī)效率； 由圖 11 可知， 變壓器原、 幅邊占空比分別為0.863和0.795， 其占空比丟失為6.8%. 以上分析驗證了本文所研究的移相全橋單周期控制策略， 并實現(xiàn)了電子負(fù)載模擬功能.

圖 11 移相全橋占空比丟失波形Fig.11 The duty ratio loss waveforms of phase-shift full bridge

2) 在直流母線電容電壓600 V， 額定功率70 kW， 并網(wǎng)電壓380 V/AC， 并網(wǎng)電流峰值260 A， IGBT開關(guān)頻率5 kHz時， 比較了并網(wǎng)逆變器在PI控制和準(zhǔn)諧振PR控制作用下的控制性能， 仿真波形圖如圖 12～圖 15 所示.

圖 12 PI控制和PI+電壓前饋控制并網(wǎng)電壓、 電流波形Fig.12 Grid voltage and current waveform of PI control and PI+ voltage feedforward control

圖 13 PI控制、 PI+電壓前饋控制并網(wǎng)電流THDFig.13 Grid current THD of PI control and PI+ voltage feedforward control

由圖 12 和圖 13 可知并網(wǎng)逆變器在PI控制器作用下并網(wǎng)電流峰值只有250 A， 穩(wěn)定誤差高達(dá)10 A， 并網(wǎng)電流THD高達(dá)3.38%； 而且在PI控制器基礎(chǔ)上加入電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償器， 并網(wǎng)電流峰值也只有255 A， 穩(wěn)定誤差還有5 A， 并網(wǎng)電流THD沒有明顯改善.

由圖 14 和圖 15 可知， 在準(zhǔn)諧振PR控制器的作用下， 正弦給定的并網(wǎng)電流峰值高達(dá)260 A, 并網(wǎng)電流THD只有0.52%， 實現(xiàn)了并網(wǎng)電流的無靜差控制， 同時大大提高了并網(wǎng)電流的質(zhì)量.

圖 14 準(zhǔn)諧振PR控制并網(wǎng)電壓、 電流波形Fig.14 The waveforms of voltage、 current of grid inverter with quasi resonant PR control

綜上所述， 并網(wǎng)逆變器在準(zhǔn)諧振PR控制作用下不僅實現(xiàn)了對正弦給定的并網(wǎng)電流零穩(wěn)態(tài)誤差控制， 而且具有良好的并網(wǎng)電流THD； 驗證了本文所研究的并網(wǎng)逆變器準(zhǔn)諧振PR控制策略.

圖 15 準(zhǔn)諧振PR控制并網(wǎng)電流THDFig.15 The THD of grid inverter with quasi resonant PR control

4 實驗驗證

為了驗證本文所研究的交流能饋型直流電子負(fù)載兩級拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略， 搭建了交流能饋型直流電子負(fù)載小功率實驗平臺， 其開關(guān)器件采用英飛凌公司的IGBT模塊， 前后級開關(guān)頻率分別為16 kHz和5 kHz， 主控制器采用TI公司的TMS320F2812芯片. 輸入電壓400 V， 移相全橋輸出電壓400 V(母線電壓400 V)， 單相并網(wǎng)電壓220 V/AC， 輸入電流15 A， 實驗波形如圖16～圖20所示.

圖 16 移相全橋給定電流15A實驗波形Fig.16 The experiment waveform of phase-shift full bridge input current with 15 A

在輸入電壓400 V， 給定電流15 A時， 由圖 16～圖 18 可知， 前級移相全橋負(fù)載模擬電流穩(wěn)定在14.8 A， 實現(xiàn)了負(fù)載模擬功能， 同時移相全橋工作在ZVS軟開關(guān)狀態(tài)， 降低了IGBT的開關(guān)損耗， 提高了系統(tǒng)整機(jī)效率. 由圖 19 和圖 20 可知， 后級并網(wǎng)逆變器在PI控制器作用下并網(wǎng)電流峰值為33.6 A， 在PR控制器作用下并網(wǎng)電流峰值為38.2 A； 并網(wǎng)電流在PI控制器作用存在4.6 A的穩(wěn)態(tài)誤差， 而準(zhǔn)諧振PR控制器能夠?qū)崿F(xiàn)了并網(wǎng)電流無靜差控制.

圖 17 移相全橋原邊電壓、 電流實驗波形Fig.17 Phase-shiftedfull-bridgeprimary current voltage experiment waveform

圖 18 移相全橋變壓器原邊、 次邊電壓實驗波形Fig.18 Phase-shifted full-bridge transformer primary, the secondary voltage Experiment waveform

圖 19 PI控制并網(wǎng)電壓、 電流實驗波形Fig.19 The voltage and current experiment waveform of grid connect with PI control

圖 20 準(zhǔn)諧振PR控制并網(wǎng)電壓、 電流實驗波形Fig.20 The voltage and current experiment waveform of grid connect with quasi resonant PR control

5 結(jié) 論

本文研究的交流能饋型直流電子負(fù)載拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能實現(xiàn)對機(jī)車電源的負(fù)載模擬和測試電能高效率的回饋電網(wǎng)功能； 移相全橋單周期控制策略能實現(xiàn)電子負(fù)載的模擬以及移相全橋軟開關(guān)(ZVS)； 對比PI控制和準(zhǔn)諧振PR控制對并網(wǎng)逆變器的電流跟蹤效果得出， 準(zhǔn)諧振PR控制能實現(xiàn)并網(wǎng)電流無靜差控制以及抗電網(wǎng)擾動能力； MATLAB仿真和實驗驗證了本文所研究的交流能饋型直流電子負(fù)載的正確性、 可靠性和有效性.

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ResearchonACofEnergyFeedbackTypeDCElectronicLoad

CAI Hua-feng, MEI Ji-chao, LIAO Dong-chu， TONG Yan

(Hubei Collaborative Innovation Center for High-efficiency Utilization of Solar Energy, Hubei University of Technology, Wuhan 430068, China)

A kind of AC of energy feedback type DC electronic load device was researched. It consisted of a phase-shift full bridge circuit with soft switch technology and a grid inverter circuit with L filter. The former phase-shift full bridge with soft switch technology used the control strategy of input current outer loop with PI-controlled and the output current inner loop with single cycle controlled. The output characteristics of locomotive power supply could be simulated by controlling the input inductor current. As using PI controller in grid inverter might lead to the grid current steady-state error, and a new control strategy was presented-outer DC bus voltage loop with PI control and inner grid current loop with quasi resonant PR control. The inverter DC voltage could be stabilized through outer voltage loop and the grid current with zero steady-state error could be realized through inner current loop. MATLAB simulation and experimental results verifies the feasibility of AC of energy feedback type DC electronic load topology and control strategies discussed.

DC electronic load； AC of energy feedback； phase-shift full bridge； single cycle control； quasi resonant PR control

1673-3193(2017)03-0364-09

2016-10-09

蔡華鋒(1978-)， 男， 講師， 主要從事電力電子節(jié)能技術(shù)的研究.

梅繼超(1990-)， 男， 碩士生， 主要從事電力電子與電力傳動技術(shù)的研究

TM921.02

A

10.3969/j.issn.1673-3193.2017.03.020