孔笑笑，秦 嶺，胡 茂，候虛虛，羅 松

（南通大學(xué)電氣工程學(xué)院，南通 226019）

大型停車場直流充電樁輸出側(cè)低頻紋波分量抑制

孔笑笑，秦 嶺，胡 茂，候虛虛，羅 松

（南通大學(xué)電氣工程學(xué)院，南通 226019）

大型停車場用直流充電樁前級采用無電解電容濾波的三相不控整流電路，導(dǎo)致后級DC-DC變換器輸出電流、電壓中含有6倍工頻紋波，嚴(yán)重縮短動力電池組的循環(huán)使用壽命。為此，從轉(zhuǎn)移導(dǎo)納的角度出發(fā)，對大型停車場直流充電樁輸出側(cè)的6倍頻紋波分量的抑制方法進行了研究。首先建立了Superbuck變換器的小信號模型，得出恒流充電模式下系統(tǒng)的閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納，并指出抑制輸出側(cè)的6倍頻紋波分量的根本方法是減小閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納在該頻率處的幅值增益；然后基于該方法，得出了2種低頻紋波抑制策略：提高系統(tǒng)的帶寬和引入輸入電壓前饋；最后，通過一臺1.8 kW/80 kHz仿真樣機驗證了理論的正確性。

直流充電樁；低頻紋波；轉(zhuǎn)移導(dǎo)納；無電解電容；前饋控制

隨著電動汽車示范推廣力度的加大，大型停車場充電設(shè)施將扮演日趨重要的角色[1-5]。目前，停車場充電設(shè)施主要分交流充電樁和直流充電樁兩種。前者主要是為車載充電機提供交流接口，并通過有源電力濾波器APF（active power filter）實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)校正[6]，但交流充電樁需要和車載充電機配合使用，這限制了其應(yīng)用。與之相比，直流充電樁不需要電動汽車配備車載充電機，只需要其提供電池接口，就可以直接對動力電池組進行充電，從而提高了電動汽車的可靠性并降低了整車成本[7]。因此，直流充電樁能夠?qū)﹄妱悠嚨目焖偻茝V起到積極作用，在未來電動汽車能源供給體系中將占有重要地位。

大型停車場用直流充電樁的主電路，其采用兩級式結(jié)構(gòu)。其中，前級為三相不控整流電路。為了提高直流充電樁的整體壽命，整流電路輸出側(cè)不采用電解電容濾波，因此其輸出為500 V左右的6倍頻直流脈波。而后級為動力電池接口變換器，其主要完成動力電池的恒流、恒壓充電。由于動力電池電壓范圍[8-9]為240～420 V，故接口變換器需要采用降壓型拓?fù)洹Ｓ捎趯嶋H應(yīng)用中直流充電樁往往成組建設(shè)，因此可以在停車場配電間的總交流進線側(cè)安裝中大容量三相工頻變壓器，以進行總的電氣隔離。這樣，后級降壓型變換器就可采用單管非隔離拓?fù)洌ㄈ鏐uck變換器），以降低直流充電樁的成本、體積和重量，并提高系統(tǒng)效率。

與Buck變換器相比，Superbuck變換器具有相同的電壓增益，且輸入、輸出電流均連續(xù)[10-11]，從而能有效降低EMI和網(wǎng)側(cè)電流諧波，因此更適合用作直流充電樁的后級變換器。需要注意的是，盡管上述架構(gòu)（無電解電容）可有效提高直流充電樁的可靠性，但三相不控整流電路的輸出電壓中含有很大的6倍工頻紋波分量。該低頻紋波分量不僅會增大后級變換器功率管的電應(yīng)力、降低變換效率，還會在輸出側(cè)產(chǎn)生相應(yīng)的低頻紋波，從而降低動力電池組的循環(huán)壽命。

減小輸出LC濾波器的轉(zhuǎn)折頻率，是抑制輸出側(cè)低頻紋波分量的最簡單直接的方法。但這將迫使系統(tǒng)重新采用大容量的電解電容。文獻(xiàn)[12-13]指出，引入輸入電壓前饋控制可以調(diào)整音頻敏感率A（s）=0，從而實現(xiàn)變換器輸入、輸出之間的解耦，消除輸入端擾動信號對輸出的影響。

本文在文獻(xiàn)[12-13]的基礎(chǔ)上，提出了一種基于轉(zhuǎn)移導(dǎo)納 YiLv（s）=i~L（s）/u~in（s）新的分析方法，來分析輸出側(cè)低頻紋波抑制問題；并指出抑制輸出側(cè)的6倍頻紋波分量的根本方法是減小閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納在該頻率處的幅值增益?；谠摲椒?，本文得出了2種低頻紋波抑制策略：①提高系統(tǒng)的帶寬；②引入輸入電壓前饋。通過一臺1.8 kW/80 kHz原理樣機仿真驗證了上述理論分析的正確性。

1 輸出側(cè)低頻紋波分量的抑制

1.1 直流充電樁的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1為直流充電樁的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意。圖中，虛線框內(nèi)為Superbuck變換器的主電路，電感L1=2.5 mH，L2=4 mH；電容 C1=0.47 μF，C2=100 μF；開關(guān)頻率fs=80 kHz；負(fù)載為320 V/50 A·h的磷酸鐵鋰動力電池組，其主要電氣參數(shù)如表1所示。該直流充電樁的輸入線電壓 Ul=380 V±10%（50 Hz），采用輸出電壓、總電感電流雙閉環(huán)控制，以實現(xiàn)先恒流（Io=5 A）、后恒壓（Uo=365 V）兩階段充電；輸出電壓的采樣系數(shù)為H1=0.01，總電感電流的采樣系數(shù)為H2=0.5，PWM調(diào)制器增益Fm=1/2.4。電壓環(huán)和電流環(huán)均采用PI控制。

圖1 直流充電樁的結(jié)構(gòu)示意Fig.1 Schematic of structure of the dc charging spot

表1 動力電池組主要電氣參數(shù)Tab.1 Major specification of the traction battery

1.2 轉(zhuǎn)移導(dǎo)納模型

取電感電流 iL1、iL2和電容電壓 uC1和 uC2（uo）為狀態(tài)變量，輸入電壓uin作為輸入變量，占空比d為控制變量。通過狀態(tài)空間平均法可以得到Superbuck變換器的狀態(tài)方程，即

式中，YiLv（s）為總電感電流對輸入電壓的傳遞函數(shù)，即開環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納，表示為

由式（2）可以看出，輸入電壓對輸出電流、電壓的影響最終都可體現(xiàn)為對總電感電流的影響。因此，抑制輸入電壓擾動引起的總電感電流脈動，輸出側(cè)低頻紋波分量也會相應(yīng)地減小。

式（3）本質(zhì)上反映了輸入電壓擾動對總電感電流的影響。YiLv（s）的幅值增益越小，則由輸入電壓低頻擾動引起的總電感電流的脈動越小。故減小系統(tǒng)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納可以有效抑制輸入電壓引起的低頻紋波分量。

圖2給出了恒流模式下系統(tǒng)閉環(huán)控制框圖。由圖2可得，此系統(tǒng)的閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納為

式中：Ti（s）為電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)，Ti（s）=Gi（s）GiLd（s）FmH2；Gi（s）為電流調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)；GiLd（s）為總電感電流對占空比的傳遞函數(shù)，具體表示為

圖2 恒流模式下系統(tǒng)控制框圖Fig.2 Control block diagram under constant current mode

圖3分別給出了開環(huán)和閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納的幅頻曲線，其中，電流控制器參數(shù)為kp=0.12，ki=2 000。由圖可以看出，開環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納YiLv（s）在 300 Hz處的增益為-12 dB。因此，開環(huán)控制對該頻率的輸入電壓擾動信號幾乎沒有抑制作用。采用總電感電流閉環(huán)控制后，閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納YiLv1（s）的低頻段增益得到明顯減小，其在300 Hz處提供了-44 dB的增益。因此，總電感電流閉環(huán)控制能夠有效抑制來自輸入電源側(cè)的低頻擾動。然而，直流充電樁后級電路的輸入電壓脈動范圍很大（419～591 V），-44 dB的增益不足以確保系統(tǒng)滿足動力電池組的充電要求（充電電流脈動率＜5%）。為此，需要進一步減小300 Hz處的閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納增益。

圖3 轉(zhuǎn)移導(dǎo)納的對數(shù)幅頻特性曲線Fig.3 Magnitude of the loop gain of transfer admittance

1.3 提高系統(tǒng)帶寬

由式（4）可知，增大系統(tǒng)帶寬以提高系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù) Ti（s）的增益，是減小 YiLv1（s）增益的有效途徑。

由總電感電流對占空比的傳遞函數(shù)GiLd（s）可知，Superbuck變換器有可能存在RHP（right half plane）零點。當(dāng)存在RHP零點時，提高帶寬會導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此，要增大系統(tǒng)帶寬，必須首先消除RHP零點。

由 GiLd（s）可知，Superbuck 變換器不存在右半平面零點的條件為

因此，可以通過適當(dāng)設(shè)計Superbuck變換器的兩個電感的大小來消除RHP零點。圖4給出了D、L1、L2三者之間的關(guān)系。根據(jù)圖4及前述系統(tǒng)工作條件，選取L1=2.5 mH，L2=17.5 mH。電流控制器參數(shù)為：kp=1，ki=62 800，此時系統(tǒng)截止頻率為 10 kHz。

圖4 D、L1、L2三者關(guān)系Fig.4 Relationship among D、L1and L2

圖5給出了不同截止頻率下，轉(zhuǎn)移導(dǎo)納的幅頻特性曲線。可以看出，截止頻率由2 kHz提高到10 kHz后，YiLv1（s）在300 Hz 處的增益從-44 dB 減小到-78 dB，從而實現(xiàn)了對輸出側(cè)低頻紋波的有效抑制。

圖5 不同截止頻率下的轉(zhuǎn)移導(dǎo)納Fig.5 Transfer admittance under different cut-off frenquency

1.4 引入輸入電壓前饋控制

圖6給出了帶輸入電壓前饋時的系統(tǒng)控制框圖。由圖6可得此系統(tǒng)的閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納為

式中，GN（s）為前饋控制器傳遞函數(shù)。與式（4）相比，可以看出，引入輸入電壓前饋后減小。 且若 YiLv（s）－GN（s）GiLd（s）Fm=0，則即可根本性消除輸入電壓脈動對輸出側(cè)的影響。此時，有

圖6 引入輸入電壓前饋控制時系統(tǒng)控制框圖Fig.6 System block diagram with feedforward control strateg

將式（3）和 GiLd（s）代入式（8），即可得到前饋控制器的具體表達(dá)式，即

根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)可知，GN（s）中的常數(shù)項遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于其余各次項系數(shù)，因此GN（s）可簡化為

由式（10）可知，輸入電壓前饋控制器參數(shù)只與直流工作點處的輸入電壓Uin、占空比D以及Fm有關(guān)。

圖7為帶前饋（GN=0.003 33）和不帶前饋時YiLv（s）的幅頻特性曲線。由圖可以看出，引入輸入電壓前饋控制能夠明顯減小300 Hz處閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納的增益，從而有效抑制Superbuck變換器輸出側(cè)的低頻紋波。

圖7 帶前饋和不帶前饋時的轉(zhuǎn)移導(dǎo)納Fig.7 Transfer admittance with and without feedforward controller

圖8 引入前饋控制前后的仿真波形（Ul=380 V）Fig.8 Simulation waveforms with and without feedforward controller（Ul=380 V）

2 仿真驗證

為驗證本文提出的輸出側(cè)低頻紋波抑制策略，根據(jù)前述主電路參數(shù)，利用Saber軟件構(gòu)建了一臺1.8 kW/80 kHz的仿真樣機。

圖8給出了不同充電模式下，系統(tǒng)引入輸入電壓前饋環(huán)節(jié)前后的仿真波形。由圖可以看出，引入輸入電壓前饋控制后，輸出電流和輸出電壓中的低頻紋波明顯減小且輸出電流中的低頻紋波分量脈動小于5%IoN，輸出電壓中的低頻紋波分量低于0.5%UoN。

圖9 提高帶寬前后的仿真波形（Ul=380 V）Fig.9 Simulation waveforms with 2 kHz and 10 kHz system bandwidth （Ul=380 V）

圖9給出了不同充電模式時，電流環(huán)截止頻率提高前、后輸出側(cè)仿真波形?？梢钥闯觯岣呓刂诡l率后，輸出電流中的低頻紋波分量脈動小于0.72%IoN，輸出電壓中的低頻紋波分量低于0.01%UoN。因此，這兩種方法均能夠有效抑制輸出側(cè)的低頻紋波分量，從而驗證了基于轉(zhuǎn)移導(dǎo)納的低頻紋波抑制分析方法的正確性。此外，還可以看出，提高系統(tǒng)帶寬相比前饋控制，在輸出側(cè)低頻紋波抑制方面更有效。但是，為了提高系統(tǒng)帶寬，必須消除Superbuck變換器的RHP零點。而這需要大幅增大L2或者引入無源阻尼網(wǎng)絡(luò)，這將會導(dǎo)致系統(tǒng)的體積、重量、損耗和成本的增加。

3 結(jié)論

（1）抑制輸出側(cè)6倍頻紋波的基本方法是減小直流充電樁后級變換器的閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納在6倍頻處的幅值增益。

（2）提高系統(tǒng)的帶寬和引入輸入電壓前饋控制這兩種方法都能大幅減小閉環(huán)轉(zhuǎn)移導(dǎo)納在低頻段的增益，因此能有效抑制輸出側(cè)6倍頻紋波。

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孔笑笑

孔笑笑（1991-），女，碩士研究生，研究方向：電動汽車充電技術(shù)，E-mail：11725 32171@qq.com。

秦嶺（1977-），男，中國電源學(xué)會高級會員，通信作者，碩士生導(dǎo)師，副教授，研究方向：新能源發(fā)電及先進儲能領(lǐng)域，E-mail：qin.l@ntu.edu.cn。

胡茂（1990-），男，中國電源學(xué)會會員，碩士研究生，研究方向：逆變器拓?fù)渑c控制，E-mail：humao_1990@163.com。

候虛虛（1992-），男，碩士研究生，研究方向：光伏發(fā)電關(guān)鍵技術(shù)，E-mail：34767 5598@qq.com。

羅松（1990-），男，碩士研究生，研究方向：光伏發(fā)電關(guān)鍵技術(shù)，E-mail：8908139 2@qq.com。

Reduction of Low Frequency Output Ripple for Electric Vehicle DC Charging Spot in Large Parking Lot

KONG Xiaoxiao,QIN Ling,HU Mao,HOU Xuxu,LUO Song
（College of Electrical Engineering,Nantong University,Nantong 226019,China）

For the sake of the prolonging lifetime of dc charging spot,there is no electrolytic capacitor for filtering at the uncontrolled rectifier output,which draws a large AC ripple current with six times grid frequency.This will reduce severely the lifetime of propulsion battery.A fundamental principle of the basic control objective was proposed for the low frequency output ripple analysis,based on the transfer admittance model.In this paper,small-signal model has been established by the state-space averaging approach,drawing the transfer admittance model under constant current mode and indicating that the transfer admittance of the output stage DC-DC converter should be designed relatively low at six times grid frequency.Then,based on which,two strategies have been proposed for reducing the low frequency ripple:increasing the system bandwidth and adopting the input voltage feed-forward control.The correctness of theoretical analysis has been verified by a 1.8 kW/80 kHz prototype.

dc charging spot;low frequency ripple;transfer admittance;electrolytic capacitor-less;feed-forward control

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.6.164

TM315

A

2015-12-10；

2016-10-09

國家自然科學(xué)基金資助項目（51207075）；江蘇省高校自然科學(xué)研究基金資助項目（15KJB470013）

Project Supported by the National Natural Science Foundation of China（51207075）;Collegiate Natural Science Fund of Jiangsu Province（15KJB470013）