朱明琳, 杭麗君, 李國杰

(上海交通大學電子信息與電氣工程學院, 上海市 200240)

基于不對稱雙子模塊的混合MMC及其直流故障自清除能力

朱明琳, 杭麗君, 李國杰

(上海交通大學電子信息與電氣工程學院, 上海市 200240)

柔性直流輸電技術(shù)及能源互聯(lián)網(wǎng)的迅速發(fā)展,大大拓展了電力電子變流技術(shù)在電力系統(tǒng)輸配電領(lǐng)域的應用。由于柔性直流輸電架空線路較常出現(xiàn)瞬時性故障,研究了具有直流故障自清除能力的不對稱雙子模塊結(jié)構(gòu)。首先,詳細闡述不對稱雙子模塊的拓撲結(jié)構(gòu)、工作原理和控制方法。在此基礎(chǔ)上,詳細分析不對稱雙子模塊的直流故障自清除能力,并具體分析計算了不對稱雙子模塊的損耗。然后,針對不對稱雙子模塊損耗高于半橋型模塊化多電平換流器(MMC)的問題,提出不對稱雙子模塊和半橋子模塊組成的混合MMC系統(tǒng)結(jié)構(gòu),并給出了兩類模塊個數(shù)的配置原則。最后,利用MATLAB/Simulink仿真軟件給出直流側(cè)瞬時故障情況下混合MMC系統(tǒng)的仿真波形,驗證了混合MMC系統(tǒng)的直流故障自清除能力。

模塊化多電平換流器; 不對稱雙子模塊; 柔性直流輸電; 直流線路故障

0 引言

模塊化多電平換流器(MMC)以其較好的可擴展性被認為是應用前景良好的拓撲,該電路廣泛應用在柔性直流輸電(VSC-HVDC) 領(lǐng)域,尤其是在近年來興起的多端柔性直流輸電領(lǐng)域[1-3]。

半橋型MMC結(jié)構(gòu)是目前基于MMC的高壓直流輸電(MMC-HVDC)主流的拓撲結(jié)構(gòu),國內(nèi)外學者對該拓撲結(jié)構(gòu)的調(diào)制策略、電容電壓均衡控制、MMC環(huán)流控制以及系統(tǒng)高速建模等方面進行了較為深入的研究[3-10]。該結(jié)構(gòu)目前已被廣泛用在實際工程中,例如西門子公司于2010年在美國投運的Trans Bay Cable 工程、上海的南匯示范工程、廣東南澳三端柔性直流輸電工程[11],以及浙江舟山的五端柔性直流輸電工程和廈門兩端柔性直流輸電工程[12]。

直流側(cè)短路故障是柔性直流輸電系統(tǒng)所面對的一個重要問題。目前處理直流側(cè)故障的方法有三種[13-14]:①利用交流側(cè)斷路器,切斷交流系統(tǒng)和直流系統(tǒng),但由于斷路器的動作速度過慢,系統(tǒng)恢復時間過長,不適用于直流側(cè)瞬時故障;②利用直流側(cè)斷路器,但目前直流側(cè)斷路器價格過高,技術(shù)尚不成熟,還沒有工程應用;③采用具有直流故障自清除能力的拓撲結(jié)構(gòu)。雖然半橋型MMC在功率器件數(shù)量及系統(tǒng)損耗等方面有較大的優(yōu)勢,但該結(jié)構(gòu)不具備直流故障自清除能力。在系統(tǒng)直流側(cè)發(fā)生短路故障的情況下,交流電網(wǎng)、續(xù)流二極管以及故障點構(gòu)成故障電流回路,電網(wǎng)被虛短,后果嚴重,必須借助交流側(cè)斷路器切斷交流系統(tǒng)和故障點的連接。因此國內(nèi)外很多學者開始對具有直流故障自清除能力的拓撲結(jié)構(gòu)進行研究,目前主要有全橋子模塊(FBSM)[15]、鉗位雙子模塊(CDSM)[16-17]、類全橋子模塊[13,18]、串聯(lián)雙子模塊[19]、交叉連接型子模塊[20]、二極管鉗位型子模塊[21]以及二極管鉗位式雙子模塊[22]等結(jié)構(gòu)。主流拓撲結(jié)構(gòu)是全橋子模塊和鉗位雙子模塊結(jié)構(gòu),但全橋和鉗位雙子模塊都需要增加附加功率器件。

不對稱雙子模塊MMC(ADCC-MMC)在文獻[23]中被提到,但其工作原理和控制算法尚未涉及。本文主要研究不對稱雙子模塊(ADCC)的工作原理、調(diào)制策略、控制算法、直流故障自清除能力及損耗計算方法。在上述基礎(chǔ)上,為降低系統(tǒng)損耗,提出基于不對稱雙子模塊和半橋子模塊(HBSM)的混合MMC拓撲結(jié)構(gòu)的設(shè)計方法,并對比分析了半橋、不對稱雙子模塊和混合型拓撲結(jié)構(gòu)。最后利用MATLAB/Simulink軟件搭建了混合型拓撲結(jié)構(gòu)的仿真模型,驗證了不對稱雙子模塊以及混合MMC的直流故障自清除能力。

1 不對稱雙子模塊拓撲

1.1 不對稱雙子模塊拓撲結(jié)構(gòu)

三相ADCC-MMC結(jié)構(gòu)如圖1所示,其中,Lr為橋臂電感;Lf為交流側(cè)濾波電感;ua,ub,uc為網(wǎng)側(cè)三相電壓;ia,ib,ic為網(wǎng)側(cè)三相電流;iap,ibp,icp為三相上橋臂電流;ian,ibn,icn為三相下橋臂電流;uap,ubp,ucp為三相上橋臂電壓;uan,ubn,ucn為三相下橋臂電壓;Udc為直流側(cè)電壓;Uc為子模塊中單個電容電壓;N為單個橋臂的子模塊個數(shù)。

圖1 ADCC-MMC結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of ADCC-MMC

不對稱雙子模塊結(jié)構(gòu)輸出4種電平:-Uc,0,Uc,2Uc。開關(guān)器件的開關(guān)狀態(tài)及子模塊電壓的關(guān)系如表1所示,其中1和0分別表示絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)開通和關(guān)斷。穩(wěn)態(tài)運行時,若T1和T3閉合,T2和T4關(guān)斷,子模塊電壓為Uc;若T1和T4閉合,T2和T3關(guān)斷,子模塊電壓為2Uc;若T2和T3閉合,T1和T4關(guān)斷,子模塊電壓為-Uc;若T2和T4閉合,T1和T3關(guān)斷,子模塊電壓為0。

表1 ADCC-MMC的IGBT開關(guān)狀態(tài)及子模塊輸出電壓Table 1 Switching states of IGBT and output voltage of sub-module for ADCC-MMC

由圖1可以看出,正常工況下,T1,T2承受的最大電壓為2Uc,T3和T4承受的最大電壓為Uc。T1和T2可以采用更高電壓等級的IGBT,也可以采用低電壓等級的IGBT級聯(lián)。為便于比較,在相同輸出電壓等級且每個IGBT的耐壓相同的條件下,全橋子模塊、鉗位雙子模塊和不對稱雙子模塊的拓撲結(jié)構(gòu)的對比如表2所示,其中2N表示各拓撲結(jié)構(gòu)單個橋臂所包含的電容個數(shù),每個IGBT的耐壓均為Uc,不對稱雙子模塊中T1和T2需要兩個IGBT級聯(lián)。由表2可以看出,不對稱雙子模塊所使用的開關(guān)管的數(shù)量小于全橋子模塊所使用的開關(guān)管的數(shù)量。

表2 全橋子模塊、鉗位雙子模塊和不對稱雙子模塊的結(jié)構(gòu)比較Table 2 Structure comparison among FBSM, CDSM and ADCC

1.2 ADCC-MMC控制算法

ADCC-MMC的控制策略和半橋型MMC的控制策略基本相同,控制框圖如圖2所示,分為三層控制:系統(tǒng)級控制、換流站級控制和換流器閥級控制。其中系統(tǒng)級控制包含有功、無功控制;換流站級控制包含電容電壓控制器、環(huán)流抑制控制器和交流電流控制器;換流器閥級控制可采用最近電平逼近法或載波移相調(diào)制方法。

圖2 ADCC-MMC控制策略Fig.2 Control strategy of ADCC-MMC

環(huán)流抑制控制可作為一個獨立的控制環(huán)節(jié),控制框圖如附錄A圖A1所示。每個相單元的環(huán)流控制環(huán)的參考值可視為直流側(cè)電流直流分量的1/3。由于環(huán)流的波動以二倍頻為主,控制算法可采用比例控制或比例諧振控制算法[24]。vdiffj為環(huán)流抑制控制器的輸出量。

圖3 電容電壓控制框圖Fig.3 Control diagram of capacitor voltage

2 直流側(cè)故障電流阻斷原理

直流側(cè)發(fā)生故障時,閉鎖所有的IGBT是常用的系統(tǒng)保護方式。閉鎖后,利用電容電壓迫使導通的二極管反向截止來阻斷故障電流。在不對稱雙子模塊拓撲結(jié)構(gòu)中,IGBT閉鎖后電流的流通路徑如附錄A圖A2所示。當電流方向為正時,子模塊內(nèi)部的電流通路為D1,C1,C2,D4,當電流方向為負時,子模塊內(nèi)部的電流通路為D3,C2,D2。

當i>0時,每個電流通路里面都含有2N個D1,C1,C2和D4,根據(jù)基爾霍夫電壓定律,可得出[21-22]:

-Urst+2N(uD1(t)+uD4(t)+uC1(t)+

uC2(t))+UL-L(t)=0

(1)

式中:Urst為極間短路后直流側(cè)電壓;UL-L(t)為交流側(cè)線電壓;uC1(t)和uC2(t)為子模塊中電容電壓;uD1和uD4為子模塊中二極管電壓。

又由于uC1(t)=uC2(t)=Udc/(2N),因此二極管端的電壓可計算如下:

(2)

所以uD1(t)+uD4(t)<0,若有電流流過二極管,D1和D4將會快速反向截止,從而故障電流被阻斷。

當i<0時,同理可得出D2和D3也會快速反向截止,快速阻斷故障電流。

由于T1,T2承受的電壓是T3,T4的兩倍,這將會影響開關(guān)器件的選型和系統(tǒng)損耗。下面將詳細計算分析不對稱雙子模塊結(jié)構(gòu)的損耗。

3 不對稱雙子模塊損耗計算

根據(jù)文獻[26-27],MMC系統(tǒng)的功率損耗主要包含:IGBT和二極管的通態(tài)損耗、IGBT的開關(guān)損耗以及二極管的反向恢復損耗。損耗計算過程如下[26]。

1)通態(tài)損耗計算

采用二次多項式對IGBT和二極管的導通壓降U和電流i分別進行如下曲線擬合[28]:

U(t)=α1+α2i(t)+α3i2(t)

(3)

式中:α1,α2,α3為擬合參數(shù)。

一個工頻周期T內(nèi),開關(guān)器件的通態(tài)損耗可由下式進行計算:

(4)

2)開關(guān)損耗計算

對開關(guān)器件在開關(guān)過程中產(chǎn)生的各能量耗散Esw和電流i分別進行曲線擬合:

Esw(t)=β1+β2i(t)+β3i2(t)

(5)

式中:β1,β2,β3為擬合參數(shù)。

一個工頻周期T內(nèi),開關(guān)器件的平均開關(guān)損耗功率為:

(6)

式中:n為開關(guān)開通和關(guān)斷次數(shù);Eswi為第i次開關(guān)動作時產(chǎn)生的能量耗散；UCEref為開關(guān)損耗測試實驗中所使用的集電極和發(fā)射集之間的電壓。

假設(shè)額定直流電壓為320 kV,交流系統(tǒng)電壓等級為220 kV,額定功率為500 MW,電壓調(diào)制比為0.75。若采用半橋型子模塊結(jié)構(gòu),所需模塊數(shù)為300個,每個子模塊中包含2個1 700 V的英飛凌FZ3600R17HE4;若采用不對稱雙子模塊結(jié)構(gòu),所需模塊數(shù)為150個,每個模塊中包含6個1 700 V的英飛凌FZ3600R17HE4。假設(shè)不對稱雙子模塊結(jié)構(gòu)中子模塊電容電壓中點平衡,T3始終關(guān)斷。在結(jié)溫125 ℃的情況下,采用換流器損耗的解析計算方法[29],半橋型拓撲和不對稱雙子模塊拓撲兩類單模塊損耗分別如附錄A圖A3(a)和圖A3(b)所示。

由附錄A圖A3可以看出,對于單個模塊,不對稱雙子模塊的損耗約為半橋型的3.5倍,但由于采用不對稱雙子模塊可以使子模塊數(shù)量減半,因此ADCC-MMC的總損耗是半橋型MMC的1.75倍。由文獻[26]可知,全橋型MMC的總損耗是半橋型的2倍,鉗位雙子模塊型MMC的總損耗是半橋型的1.5倍。因此ADCC-MMC的損耗介于全橋型MMC和鉗位雙子模塊型MMC之間。

若不對稱雙子模塊高電壓等級T1和T2采用兩個FZ3600R17HE4級聯(lián),ADCC-MMC的開關(guān)管的成本是半橋型MMC的1.5倍。

4 基于不對稱雙子模塊和半橋型子模塊的混合MMC系統(tǒng)研究

由于不對稱雙子模塊拓撲結(jié)構(gòu)中T1和T2承受的最大電壓是T3和T4的兩倍,且不對稱雙子模塊的損耗較大,雖然系統(tǒng)具有直流故障電流阻斷能力,但總體成本增大。本文提出不對稱雙子模塊和半橋子模塊的混合MMC結(jié)構(gòu),系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如附錄A圖A4所示。

為使混合MMC具有阻斷直流側(cè)故障電流的能力,需保證不對稱雙子模塊的電容電壓的反電動勢大于交流側(cè)線電壓。設(shè)每個橋臂中的不對稱雙子模塊的個數(shù)為Ni,半橋子模塊的個數(shù)為NH,每個橋臂總的子模塊個數(shù)為N,則這3個變量需滿足[16]:

(7)

式中:Um為交流相電壓的幅值。

從而可以進一步計算出Ni,NH分別滿足:

(8)

若定義電壓調(diào)制比M為:

(9)

由于M≤1,若對不對稱雙子模塊保留一定的裕量,可按式(10)設(shè)置Ni和NH。

(10)

式中:〈x〉表示大于參數(shù)x的最小整數(shù)。

在相同輸出電壓等級的條件下,若子模塊全部是半橋型子模塊結(jié)構(gòu)時,子模塊個數(shù)為:N0=Udc/Uc;若全部是不對稱雙子模塊結(jié)構(gòu)時,子模塊個數(shù)為N0/2。在混合MMC系統(tǒng)中,不對稱子模塊個數(shù)設(shè)為Ni,半橋型子模塊個數(shù)設(shè)為NH,Ni和NH的分配滿足式(8),且2Ni+NH=N0。則半橋子模塊、不對稱雙子模塊以及兩者混合結(jié)構(gòu)的比較如表3所示。

表3 半橋子模塊、不對稱雙子模塊以及混合型結(jié)構(gòu)比較Table 3 Structure comparison of HBSM, ADCC and hybrid sub-module

由表3可以看出,由于不對稱雙子模塊中含有高電壓等級IGBT,雖然使用的開關(guān)管的總數(shù)和半橋子模塊相同,但成本較高。而在混合型子模塊結(jié)構(gòu)中,高電壓等級的IGBT數(shù)量低于不對稱雙子模塊,但高于半橋子模塊;低電壓等級的IGBT數(shù)量高于不對稱雙子模塊,但低于半橋子模塊。因此在混合型結(jié)構(gòu)中,不對稱雙子模塊的個數(shù)Ni越小,半橋子模塊的個數(shù)NH越大,成本將會越低。因此需要在保證系統(tǒng)直流故障電流阻斷能力的同時,即滿足式(8),盡可能降低不對稱雙子模塊的數(shù)量。

5 仿真驗證

基于MATLAB/Simulink仿真軟件搭建混合MMC逆變器,系統(tǒng)參數(shù)如附錄A表A1所示。直流側(cè)電壓為5.5 kV,網(wǎng)側(cè)電壓峰值為10 kV,變壓器變比為10 kV/3.03 kV,交流側(cè)濾波電感為4 mH,子模塊電容為2 000 μF,輸出有功功率為1 MW,輸出無功功率為0 Mvar。假設(shè)采用半橋型MMC,每個橋臂包含34個子模塊;采用不對稱雙子模塊,每個橋臂包含17個子模塊;采用不對稱雙子模塊和半橋型組合的混合MMC結(jié)構(gòu),每個橋臂包含20個子模塊,不考慮不對稱雙子模塊裕量的情況下,根據(jù)式(8)可以計算出半橋和不對稱雙子模塊個數(shù)分別為6和14。

假設(shè)直流側(cè)在0.7 s發(fā)生極間短路故障,2 ms過后開關(guān)管閉鎖,0.8 s直流側(cè)故障消除,系統(tǒng)恢復正常,混合MMC結(jié)構(gòu)系統(tǒng)的仿真波形如附錄A圖A5至圖A9所示?？梢钥闯?直流側(cè)發(fā)生極間短路后,直流側(cè)瞬時電流迅速上升為穩(wěn)定工況下的3倍,在閉鎖IGBT后,直流側(cè)電流和交流側(cè)電流迅速恢復到零,不對稱雙子模塊的電容被充電,故障電流被阻斷。在故障清除后,系統(tǒng)直流側(cè)電流、交流側(cè)電流以及子模塊電容電壓能在短時間內(nèi)恢復正常。由此可見,合理配置半橋型和不對稱雙子模塊的混合型拓撲結(jié)構(gòu)具有直流側(cè)故障自清除能力,可以有效避免交流側(cè)虛短的問題。

6 結(jié)語

本文針對不對稱雙子模塊的拓撲結(jié)構(gòu)、工作原理、直流側(cè)故障電流阻斷原理及損耗計算進行了詳細的分析,可以看出:①ADCC-MMC具有直流側(cè)故障自清除能力,但由于子模塊中含有高電壓等級開關(guān)管,成本和損耗較高;②ADCC-MMC的總損耗是半橋型MMC的1.75倍,介于全橋型MMC和鉗位雙子模塊型MMC之間;③通過合理配置混合MMC中不對稱雙子模塊和半橋型子模塊的個數(shù),可以在降低損耗和成本的同時保證混合型MMC的直流側(cè)故障自清除能力。本文最后利用MATLAB/Simulink軟件給出混合MMC在直流側(cè)瞬時故障情況下系統(tǒng)的仿真波形,對不對稱雙子模塊以及混合MMC的控制策略及直流故障自清除能力進行了驗證,后續(xù)可搭建混合MMC樣機,進一步驗證混合MMC的直流故障自清除能力。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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Hybrid MMC Based on Asymmetrical Double Commutated Cells and Its DC Fault Clearance Capability

ZHUMinglin,HANGLijun,LIGuojie

(School of Electronic Information and Electrical Engineering, Shanghai Jiao Tong University, Shanghai 200240, China)

The rapid development of voltage source converter based high voltage direct current transmission (VSC-HVDC) technology and Energy Internet have greatly expanded the application of power electronic conversion technique in the field of transmission and distribution of the power system. Because of the frequent appearance of instantaneous fault on overhead lines of VSC-HVDC, the structure of asymmetrical double commutated cells (ADCC) with DC fault clearance capability is studied. First, the topology, operating principle and the control algorithm of the ADCC are given, the loss of ADCC is analyzed and calculated. Faced with the higher loss in the ADCC based multi-modular converter than that in the half bridge multi-modular converter, the structure of hybrid multi-modular converter with ADCC and half-bridge cell combined is proposed. Furthermore, the design principle of the hybrid multi-modular converter is also proposed. Finally, the DC fault clearance capability of the hybrid multi-modular converter is verified by simulation waveforms of the hybrid multi-modular converter in transient fault at DC side in MATLAB/Simulink software.

This work is supported by National Key Research and Development Program of China (No. 2016YFB0900201).

multi-modular converter; asymmetrical double commutated cells (ADCC); voltage source converter based high voltage direct current transmission (VSC-HVDC); DC line fault

2016-12-20;

2017-05-04。

上網(wǎng)日期: 2017-06-30。

國家重點研發(fā)計劃資助項目(2016YFB0900201)。

朱明琳(1985—),女,通信作者,博士研究生,主要研究方向:變換器控制、柔性直流輸電、新能源發(fā)電控制技術(shù)等。E-mail：minglinzhu@sjtu.edu.cn

杭麗君(1979—),女,副教授,主要研究方向:電力電子與電力拖動。E-mail: ljhang@sjtu.edu.cn

李國杰(1965—),男,教授,主要研究方向:新能源、電力系統(tǒng)、微電網(wǎng)、柔性直流輸電的分析與控制。E-mail: liguojie@sjtu.edu.cn

(編輯 孔麗蓓)