虞崇志 胡波雄 唐康凇 王 剛 蘇小保

?

一種用于毫米波行波管的微帶預(yù)失真電路

虞崇志*①②胡波雄①唐康凇①王 剛①蘇小保①

①(中國科學(xué)院電子學(xué)研究所北京 100190)②(中國科學(xué)院大學(xué)北京 100049)

隨著通信技術(shù)的發(fā)展，行波管預(yù)失真電路的研究變得越來越重要。該文針對基于肖特基二極管的非線性發(fā)生器，首次分析了二極管SPICE(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis)模型參數(shù)中零偏壓結(jié)電容和串聯(lián)電阻對預(yù)失真擴張曲線的影響。對目前的微帶預(yù)失真電路工作在K波段以下，絕對或相對帶寬一般不超過1.8 GHz和4%，需在輸入及輸出端加隔離器等不足，基于ADS(Advanced Design System)軟件設(shè)計并加工了一種用于中心頻率30 GHz，絕對和相對帶寬為2 GHz和6.67% 的毫米波行波管的微帶預(yù)失真電路。分別測試行波管和級聯(lián)線性化器后的行波管，29 GHz, 30 GHz和31 GHz的增益和相位壓縮量分別可以從7.5 dB和, 7.3 dB和, 7.1 dB和改善到3.8 dB和, 3.7 dB和, 2.4 dB和以內(nèi)。雙音測試結(jié)果表明，為了達到通信中載波與三階交叉調(diào)制分量抑制比(C/IM3)25 dBc的要求，單獨行波管在29 GHz, 30 GHz和31 GHz時需分別回退17 dB, 18 dB和18 dB，而加入線性化器后的行波管，只需分別回退12 dB, 9 dB和8 dB，也即加線性化器可改善5 dB, 9 dB和10 dB，極大地提升了行波管的線性度，具有重要工程應(yīng)用價值。

行波管；肖特基二極管；預(yù)失真器；增益和相位擴張；載波與三階交叉調(diào)制分量比

1 引言

隨著無線與衛(wèi)星通信技術(shù)的發(fā)展，頻譜利用率較高的非恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)(如OFDM, QPSK, 64QAM等)得到了廣泛的應(yīng)用，但也使得被調(diào)制的信號具有更高的峰均比，對系統(tǒng)中的重要非線性器件——功率放大器的線性度提出了更高的要求。當(dāng)行波管等功率放大器工作在飽和狀態(tài)時，效率較高，可以輸出較高的功率，但此時的線性度較差，會引起被調(diào)制信號非常嚴(yán)重的失真，進而使信號星座圖發(fā)生變形和頻譜再生，造成碼間串?dāng)_和鄰近信道間干擾。為此，人們提出了各種線性化技術(shù)，如功率回退法[1]、負(fù)反饋法[2]、前饋法[3]和預(yù)失真法。其中，預(yù)失真法電路簡單、成本低、工作頻帶較寬、穩(wěn)定性高，近些年得到了很好的發(fā)展。

2 預(yù)失真電路的理論分析、設(shè)計與仿真

2.1 理論分析與設(shè)計

預(yù)失真電路無論采用什么形式，通常都會用兩個肖特基二極管分別接在分支線耦合器等耦合器的直通端和耦合端來搭建如圖1虛線框中所示的非線性發(fā)生器。

圖1 本文提出的預(yù)失真電路

肖特基二極管等效電路模型如圖2所示。

圖2 肖特基二極管等效電路模型

(2)

記分支線耦合器輸入端、直通端、耦合端、隔離端分別為1、2、3、4，由于2和3端口所接的二極管偏置情況相同，所以從2和3端口反射回1端口的信號幅度相等，相位相差，相互抵消，所以在1端口無反射信號。從2和3端口反射回4端口的信號幅度相等，相位相差，相互疊加作為輸出，該非線性發(fā)生器的工作原理是利用了二極管在不同的偏置電壓情況下，阻抗是變化的，與分支線耦合器的直通端和耦合端的阻抗不匹配從而對輸入信號產(chǎn)生反射，最終在隔離端疊加之后產(chǎn)生輸出信號。同理，下支路的非線性發(fā)生器的輸入端無反射信號，所以整個電路的輸入端無反射信號，因此本文提出的預(yù)失真器不像目前大多數(shù)預(yù)失真器那樣需要在輸入端加隔離器，大大降低了系統(tǒng)的復(fù)雜性。

2.2 二極管與電路板材的選取

以上分析了肖特基二極管等效電路及非線性發(fā)生器工作原理，為使非線性發(fā)生器產(chǎn)生增益和相位同時呈擴張的曲線，從而補償工作在飽和點的行波管的增益和相位壓縮，需選擇合適的二極管及電路板材。由電容容抗公式可知，如果預(yù)失真電路的工作頻率非常高，則在選擇肖特基二極管時，除應(yīng)關(guān)注其本身的工作頻率之外，還應(yīng)特別注意其SPICE模型參數(shù)中的是否夠小，否則，極小的結(jié)電容容抗將導(dǎo)致結(jié)電阻被短路，無論外加電壓如何變化，結(jié)電阻始終不變，從而導(dǎo)致非線性發(fā)生器不起作用。本文選擇美國MA/COM公司的MA4E2037二極管，它可以工作在毫米波頻段，在, 1 MHz時的零偏壓結(jié)電容的典型值是0.02 pF。在電路板材選擇上，一方面，為了減小微帶線的插損，避免高阻抗的出現(xiàn)，應(yīng)采用低介電常數(shù)的介質(zhì)基板，另一方面，隨著頻率的升高，表面波和高次模的出現(xiàn)，嚴(yán)重影響了電路的性能，為了有效抑制雜模，必須減小基板的厚度，綜合考慮，本文選擇RogersRT/duroid5880板材，介電常數(shù)為2.20，厚度為0.254 mm。

但是，該非線性發(fā)生器調(diào)節(jié)變量只有一個，在輸入功率范圍內(nèi)，很難使行波管的增益和相位壓縮量同時得到補償，另外，對于同一頻段，增益和相位壓縮特性不同的行波管也不具有良好的通用性。因此，可再增加一條支路，并使之先經(jīng)過一個可變增益放大器，再經(jīng)過非線性發(fā)生器2，最終由威爾金森功分器合成后輸出，完整的電路設(shè)計如圖1所示。假設(shè)非線性發(fā)生器1所在的上支路的增益和相位特性為，可變增益放大器和非線性發(fā)生器2所在的下支路的增益和相位特性為。假設(shè)整個電路的輸入信號為，則第1個分支線耦合器

(4)

2.3 仿真結(jié)果分析與討論

在選擇好合適的二極管、電路板材和拓補結(jié)構(gòu)后，為使電路正常工作，還需設(shè)計合適的支線耦合器、偏置及隔直電路和威爾金森功分器，用ADS軟件分別對它們進行參數(shù)仿真，結(jié)果如圖3，圖4，圖5和圖6所示。

圖3 三分支線S參數(shù)

圖4 扇形偏置電路S參數(shù)

圖5 交指耦合線濾波器S參數(shù)

圖6 威爾金森功分器S參數(shù)

為了提高預(yù)失真器的工作帶寬，需使用較多分支的分支線耦合器或Lange耦合器，但這樣會增大電路的尺寸，提高系統(tǒng)的復(fù)雜度，增大加工的難度，綜合考慮，本文選擇三分支線耦合器，圖3中，(1,1)很小，說明耦合器輸入端反射很小，(2,3)很小，說明耦合器的直通端和耦合端隔離性能良好，(2,1)和(3,1)基本都在左右，相位相差左右，說明輸入信號在耦合器的直通端和耦合端能實現(xiàn)幅度上的均分和相位上的變化，(4,1)很小，說明耦合器的隔離端的隔離性能良好，符合設(shè)計要求。

為了給肖特基二極管提供合適、穩(wěn)定的偏置電壓和電流，避免系統(tǒng)的微波信號源對直流電壓源及直流信號源對微波信號源和負(fù)載產(chǎn)生影響，需設(shè)計偏置和隔直電路。常用的方形偏置電路帶寬較窄，已不能滿足本設(shè)計要求，所以采用帶寬更寬的扇形偏置電路。圖4中，11和31都很小，說明偏置電路能保證主路微波信號的傳輸，而21接近于0，說明電路的插入損耗小。本設(shè)計工作于毫米波頻段，如果直接使用貼片電容，會因為電容的封裝等等因素產(chǎn)生許多寄生參量，極大地影響微波電路性能，選擇交指耦合線濾波器則能避免上述問題，而且它還有較寬的工作帶寬。圖5中，11和22相等且都很小，說明交指耦合線濾波器達到了通交流阻直流的目的，而21接近于0，說明電路的插入損耗小。

圖6中，11和22都很小，說明功分器的輸入端和輸出端隔離性能良好，23很小，說明2和3兩個輸出端的隔離性能良好，21和31幅度相等且基本都在左右，相位相同，說明輸入信號在功分器的2個輸出端口能實現(xiàn)幅度上的均分和相位上變化，符合設(shè)計要求。

完成預(yù)失真電路各部分仿真之后，為二極管提供合適的偏置電壓和偏置電流，就可以得到隨輸入功率的增加，增益和相位同時呈擴張的曲線。仿真結(jié)果如圖7所示，在同一偏置情況下，無論是在中心頻點還是邊頻，預(yù)失真器的增益和相位擴張量基本不變，分別約5 dB和，能補償增益和相位壓縮量一般為4~6 dB和~的行波管。調(diào)節(jié)上下支路的偏置電壓和可變增益放大器的電壓，不僅可以得到增益和相位擴張量不同的曲線，而且曲線形狀可調(diào)，在對同頻段增益和相位壓縮特性不同的行波管進行線性化時，大大地減少了設(shè)計的重復(fù)性。

為驗證上文的分析和推導(dǎo)，用ADS軟件分別對二極管的零偏壓結(jié)電容進行掃描以及整體預(yù)失真電路的輸入和輸出端口進行參數(shù)仿真，結(jié)果如圖8和圖9所示。由圖8可知，隨著零偏壓結(jié)電容的增加，預(yù)失真電路增益和相位擴張量越來越小，驗證了前面的分析，這對在設(shè)計更高頻段的線性化器時，如何選擇合適的二極管具有極其重要的參考價值。由圖9可知，該預(yù)失真電路在工作頻帶內(nèi)，輸入及輸出端反射損耗在以下，反射信號相對于入射信號來講可以忽略不計，因此不需要像目前大多數(shù)預(yù)失真器那樣在輸入及輸出端口處加隔離器，從而大大簡化了系統(tǒng)的復(fù)雜程度。二極管SPICE模型中另外一個重要的參數(shù)就是串聯(lián)電阻，為了分析它對預(yù)失真電路增益和相位擴張量的影響，對它進行掃描，結(jié)果如圖10所示，隨著串聯(lián)電阻的增加，預(yù)失真電路相位變化相對很小，但增益變化卻很大，根據(jù)實際行波管的增益和相位壓縮量及補償要求，可據(jù)此選擇合適的二極管。

圖7 29 GHz, 30 GHz和31 GHz時預(yù)失真器的增益和相位擴張

圖8 不同對預(yù)失真電路增益和相位擴張曲線的影響??????????圖9 預(yù)失真電路輸入和輸出端的反射損耗

圖10 不同對預(yù)失真電路增益和相位擴張曲線的影響

3 行波管及線性化行波管的測試、結(jié)果分析與討論

為驗證該線性化器對行波管非線性的改善，需做加與不加線性化器行波管增益和相位壓縮量及C/IM3這兩組對比實驗。

如圖11所示為行波管及線性化行波管增益和相位壓縮量測試原理圖，虛線框表示加入線性化器后進行的測試。用 Agilent N5245A 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(矢網(wǎng))對行波管29 GHz, 30 GHz和31 GHz這3個頻點分別進行功率掃描，記錄各頻點行波管飽和點相對于小信號點的增益和相位壓縮量及飽和輸入功率。調(diào)節(jié)線性化器二極管和可變增益放大器的電壓，使線性化器的增益和相位擴張量同時盡可能多地補償行波管增益和相位壓縮量，并保證線性化器的輸出功率能將行波管推飽和。將線性化器和行波管級聯(lián)，用矢網(wǎng)對線性化行波管29 GHz, 30 GHz和31 GHz這3個頻點分別進行功率掃描，記錄各頻點線性化行波管飽和點相對于小信號點的增益和相位壓縮量，結(jié)果如表1所示，對比各頻點下行波管線性化前后的增益和相位壓縮量可以發(fā)現(xiàn)，該線性化器能明顯改善行波管的增益和相位壓縮，由于篇幅所限，僅給出了中心頻點(30 GHz)時行波管及線性化行波管的增益和相位響應(yīng)曲線，如圖12所示。

為進一步驗證該線性化器對行波管非線性的改善，利用兩臺Keysight E8257D信號源，一臺R&S FSW50頻譜儀和一臺Keysight N1914A功率計對行波管及線性化行波管進行雙音測試，雙音間隔選擇5 MHz，測試原理圖如圖13所示，虛線框表示加入線性化器后進行的測試，1和2分別表示先接功率計用兩臺信號源分別將行波管推飽和，然后兩臺信號源從各自的飽和點開始同時回退3~20 dBm接頻譜儀測C/IM3，結(jié)果如圖14所示，隨著輸入回退的增加，從整體上看，單獨行波管的C/IM3逐步得到改善，但線性化行波管的C/IM3改善到一定程度時會出現(xiàn)改善效果變差或不明顯，然后進一步得到改善，原因是，在單音補償行波管的增益和相位壓縮時，對小信號點和飽和點之間補償過多，出現(xiàn)凸起，從細節(jié)上看，單獨行波管各頻點輸入功率回退相同時，C/IM3也基本相同，原因是，各頻點的增益和相位壓縮量也基本相同，而線性化行波管各頻點的C/IM3在有些輸入功率回退點基本相同，其他輸入功率回退點卻相差很大，原因均與單音補償行波管的增益和相位壓縮時的效果有關(guān)。為了達到通信中C/IM3 25 dBc的要求，單獨行波管在29 GHz, 30 GHz和31 GHz時需分別回退17 dB, 18 dB和18 dB，而加入線性化器后的行波管，只需分別回退12 dB, 9 dB和8 dB，也即加線性化器可改善C/IM3達5 dB, 9 dB和10 dB，極大地提升了行波管的線性度，具有重要工程應(yīng)用價值。

圖11 行波管及線性化行波管增益和相位壓縮量測試原理圖

表1 29 GHz, 30 GHz和31 GHz行波管及線性化行波管的飽和輸入功率及增益和相位壓縮量

圖12 30 GHz時行波管及線性化行波管的增益和相位響應(yīng)

圖13 行波管及線性化行波管C/IM3測試原理圖

圖14 29 GHz, 30 GHz和31 GHz行波管及線性化行波管C/IM3與輸入功率回退的關(guān)系

4 結(jié)論

針對目前的微帶預(yù)失真電路工作頻率較低，絕對帶寬和相對帶寬較窄，需在輸入及輸出端加隔離器等不足，基于ADS軟件設(shè)計了一種以肖特基二極管為核心的兩支路微帶預(yù)失真器，用來提高29~31 GHz行波管的線性度，主要得出以下5點結(jié)論：(1) 線性化器的工作頻率越高，所選擇的肖特基二極管零偏壓結(jié)電容、電路板材的介電常數(shù)和厚度均應(yīng)該越小。(2)如果行波管在工作頻段內(nèi)增益變化比較大而相位變化比較小，所選擇的肖特基二極管串聯(lián)電阻應(yīng)該越大。(3)該線性化器無需在輸入和輸出端口加隔離器，降低了系統(tǒng)的復(fù)雜性。(4)該線性化器可將行波管29 GHz, 30 GHz和31 GHz的增益和相位壓縮量分別可以從7.5 dB和, 7.3 dB和, 7.1 dB和改善到3.8 dB和, 3.7 dB和, 2.4 dB和以內(nèi)。(5)為了達到通信中C/IM3 25 dBc的要求，單獨行波管在29 GHz, 30 GHz和31 GHz時需分別回退17 dB, 18 dB和18 dB, 而加入線性化器后的行波管，只需分別回退12 dB, 9 dB和8 dB，也即加線性化器可改善C/IM3達5 dB, 9 dB和10 dB，極大地提升了行波管的線性度，具有重要工程應(yīng)用價值。

[1] SEYMOUR C D. Development of spacecraft solid-state high power L-band amplifiers[J].,, 1986, 133(4): 326-338. doi: 10.1049/ip-f-1:19860056.

[2] FAULKNER M. Amplifier linearization using RF feedback and feedforward techniques[J]., 1998, 47(1): 209-215. dio: 10.1109/25. 661047.

[3] KENSINGTON P B and BENNETT D W. Linear distortion correction using a feed forward system[J]., 1996, 45(1): 74-81. doi: 10.1109/25. 481823.

[4] ALLEN K, SHABBIR M, and JERRY K. Passive FET MMIC linearizers for C, X and Ku-band satellite application [C]. IEEE MTT-S Digest, USA, 1993: 353-356. doi: 10.1109/ MWSYM.1993.276805.

[5] YAMAUCHI K, MORI K, NAKAYAMA M,A microwave miniaturized linearizer using a parallel diode with a bias feed resisitance[J]., 1997, 45(12): 2431-2435. doi: 10. 1109/22.643856.

[6] ALLEN K, ROBERT G, and ROGER D. Wide/Multi-band linearization of TWTAs using predistortion[J].,2009, 56(5): 959-964. doi: 10.1109/TED.2009.2015412.

[7] GHANNOUCHI F M. An S band RF digital linearizer for TWTAs and SSPAs[C]. European Conference on Circuit Theory and Design, Antalya, Turkey, 2009: 735-738. doi: 10.1109/ ECCTD.2009.5275092.

[8] 胡欣, 王剛, 王自成, 等. 一種場效應(yīng)管預(yù)失真電路對改善行波管非線性的作用[J]. 電子與信息學(xué)報, 2011, 33(4): 951-955. doi: 10.3724/SP.J.1146.2010.00789.

HU Xin, WANG Gang, WANG Zicheng,Improvement of TWT nonlinearity with a field effect transistor predistortion circuit[J].&, 2011, 33(4): 951-955. doi: 10.3724/SP.J.1146. 2010.00789.

[9] 劉潔, 胡波雄, 王剛, 等. 一種適用于Ku波段行波管放大器的預(yù)失真線性化器[J]. 電子與信息學(xué)報, 2014, 36(10): 2515-2520. doi: 10.3724/SP.J.1146.2013.01820.

LIU Jie, HU Boxiong, WANG Gang,A predistortion linearizer for Ku-band traveling wave tube amplifier[J].&, 2014, 36(10): 2515-2520. doi: 10.3724/SP.J.1146.2013.01820.

[10] VILLENMAZET J F, HISSA Y, AZZARA J C,1 GHz instantaneous wide-band analog predistortion linearizer for new telecom satellite transmit section[C]. IEEE Thirteenth International Vacuum Electronics Conference (IVEC), Monterey, California, USA, 2012: 425-426. doi: 10.1109/ IVEC.2012.6262224.

[11] YOUNKYU C, DECKMAN B C, and DELISIO M P. Linearization of a spatially-combined X-band 100-W GaAs FET[C]. Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium (CSICS), La Jolla, California, USA, 2012: 1-4. doi: 10.1109/CSICS.2012.6340066.

[12] KATZ A and CHOKOLA D. The evolution of linearizers for high power amplifiers[C]. IEEE MTT-S International Microwave Symposium (IMS), Phoenix, Arizona, USA, 2015: 1-4. doi: 10.1109/MWSYM.2015.7167120.

[13] GUO Yan, YU Chao, and ZHU Anding. Simplified power adaptive digital predistorter for RF power amplifier in dynamic power transmission[C]. Proceedings of the 10th European Microwave Integrated Circuits Conference, Paris, France, 2015: 281-284. doi: 10.1109/EuMIC.2015.7345124.

[14] MA Yuelin and YAMAO Y. Experimental results of digital predistorter for very wideband mobile communication system[C]. Vehicular Technology Conference, Glasgow, Scotland, UK, 2015: 2384-2387. doi: 10.1109/ VTCSpring.2015. 7145834.

[15] LONG Zhenren, WANG Hua, GUAN Ning,Indirect learning hybrid memory predistorter based on polynomial and look-up-table[C]. Vehicular Technology Conference, Glasgow, Scotland, UK, 2015: 361-365. doi: 10.1109/ VTCSpring. 2015.7145877.

Micro-strip Predistortion Circuit for Millimeter-wave Travelling Wave Tube

YU Chongzhi①②HU Boxiong①TANG Kangsong①WANG Gang①SU Xiaobao①

①(,,100190,)②(,100049,)

With the development of communication technology, investigating predistortion circuit for Travelling Wave Tube (TWT) becomes more and more important. This paper analyzes the principle of nonlinearity generator based on the schottky diodes and the effects of the zero bias junction capacitor and series resistor of the diode Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis (SPICE) model on the expansions of the circuit for the first time. The conventional micro-strip predistortion circuits, whose absolute or relative bandwidth are less than 1.8 GHz and 4%, work at below K band, and need isolators to match the input and output ports. Based on the Advanced Design System (ADS) software, it is designed that a micro-strip predistortion circuit for millimeter wave band TWT at center frequency 30 GHz, absolute bandwidth 2 GHz, and relative bandwidth 6.67%. The results of experiments show that the compressions variations of gain and phase are from 7.5 dB and, 7.3 dB and, 7.1 dB andto less than 3.8 dB and, 3.7 dB and, 2.4 dB andfor the TWT without and with the linearizer at 29 GHz, 30 GHz and 31 GHz respectively. The two tones test results show that the Input Power Back Off (IPBO) are 17 dB, 18 dB and 18 dB for the TWT, but 12 dB, 9 dB, and 8 dB for the Linearized TWT (LTWT), namely 5 dB, 9 dB, and 10 dB improvements with the linearizer at 29 GHz, 30 GHz, and 31 GHz respectively for the demand of 25 dBc Carrier to third InterModulation (C/IM3) ratioin in communication system. The linearity of TWT is clearly improved with the linearizer, which serves as a great value for engineering application.

Travelling Wave Tube (TWT); Schottky diode; Predistorter; Expansion of gain and phase; Carrier to third InterModulation (C/IM3) ratioin

TN124; TN830.6

A

1009-5896(2017)02-0474-08

10.11999/JEIT160395

2016-04-22；改回日期：2016-09-23；

2016-11-16

虞崇志 yuchongzhi@126.com

國家科技重大專項(2012ZX01007004001)，國家自然科學(xué)基金(61401427)

The National Science and Technology Major Project (2012ZX01007004001), The National Natural Science Foundation of China (61401427)

虞崇志： 男，1988年生，博士生，研究方向為行波管功率放大器的建模及預(yù)失真技術(shù).

胡波雄： 男，1979年生，工程師，研究方向為行波管功率放大器的預(yù)失真技術(shù).

唐康?。?男，1980年生，工程師，研究方向為毫米波行波管.

王 剛： 男，1971年生，研究員，研究方向為微波電子信息系統(tǒng)與電路.

蘇小保： 男，1963年生，研究員，研究方向為長壽命高可靠高效率行波管.