曾健平，樊明?，陳鋮穎，張鋒

(1.湖南大學(xué) 物理與微電子科學(xué)學(xué)院，湖南 長沙 410082；2.廈門理工學(xué)院 光電與通信工程學(xué)院，福建 廈門 361024；3.中國科學(xué)院微電子研究所，北京 100029)

應(yīng)用于眼壓信號檢測的低噪聲前置放大器設(shè)計*

曾健平1，樊明1?，陳鋮穎2，張鋒3

(1.湖南大學(xué) 物理與微電子科學(xué)學(xué)院，湖南 長沙 410082；2.廈門理工學(xué)院 光電與通信工程學(xué)院，福建 廈門 361024；3.中國科學(xué)院微電子研究所，北京 100029)

基于SMIC 180 nm CMOS工藝，設(shè)計并實(shí)現(xiàn)了一款應(yīng)用于眼壓信號檢測系統(tǒng)的低噪聲前置放大器.該放大器使用二極管連接的MOS管實(shí)現(xiàn)GΩ級別的大電阻，在反饋回路中該偽電阻與反饋電容并聯(lián)在低頻段產(chǎn)生高通截止點(diǎn)以抑制直流失調(diào)電壓和低頻噪聲，達(dá)到較好的噪聲性能.后仿真結(jié)果顯示：低噪聲前置放大器的直流增益為40 dB,有效帶寬從0.25 Hz到46 kHz，在低頻頻率100 Hz處的等效輸入噪聲為197.3 nVrms，采用1.8 V的電壓供電，核心電路功耗為32.4 μW，芯片面積為0.75 mm×0.62 mm.

信號檢測；偽電阻；低噪聲；放大器

隨著半導(dǎo)體技術(shù)和新交叉學(xué)科“生物醫(yī)學(xué)微電子技術(shù)”的迅速發(fā)展，體征信號采集系統(tǒng)在醫(yī)療診斷等領(lǐng)域有著廣闊的應(yīng)用前景和巨大的市場價值[1].但是諸如眼電、心電等眼壓信號幅值較小、頻率低、很容易受到低頻下1/f(閃爍)噪聲的干擾[2]，這些特點(diǎn)給眼壓信號的采集帶來了挑戰(zhàn).本文基于眼壓信號特征，設(shè)計一款應(yīng)用于眼壓信號檢測的低噪聲放大器.目前在眼壓信號檢測中，常用降低1/f噪聲的方法主要有自調(diào)零(auto-zeroing)技術(shù)[3]、斬波調(diào)制技術(shù)[4]和相關(guān)雙采樣技術(shù)等等.

Harrison等提出了“交流耦合-電容反饋式”拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的低噪聲前置放大器[5]，同時利用晶體管實(shí)現(xiàn)GΩ級別的偽電阻.Zou等在低噪聲放大器中采用對稱、阻值可調(diào)的偽電阻結(jié)構(gòu)，有效減小了信號失真，但增加了電路的復(fù)雜性[6].

本文在借鑒了一些前人研究成果的基礎(chǔ)上，提出一種應(yīng)用于眼壓信號檢測的低噪聲前置放大器.該低噪聲前置放大器采用傳統(tǒng)的兩級OTA(Operational Transconduntor Amplifier，OTA)作為核心[7];采用工作在亞閾值區(qū)的PMOS對管作為差分輸入管；輸出級采用NMOS作為輸入管.

1 低噪聲前置放大器的設(shè)計

圖1是低噪聲前置放大器的系統(tǒng)架構(gòu)圖[8].

圖1 低噪聲前置放大器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Block diagram of the low-noise preamplifier

借助疊加原理和閉環(huán)放大器虛短、虛斷的特性，可推導(dǎo)出低噪聲前置放大器的傳輸函數(shù)：

(1)

式中:C1為輸入電容;RP為偽電阻的阻值;CL為負(fù)載電容;Cf為反饋電容;Gm是兩級OTA的等效輸入級跨導(dǎo).

假設(shè)兩極點(diǎn)P1和P2滿足P1遠(yuǎn)小于P2，那么由式(1)可得到P1和P2兩極點(diǎn)的表達(dá)式：

(2)

(3)

從式(1)看出電路在直流狀態(tài)下有一零點(diǎn)，再結(jié)合式(2)和(3)得到的P1和P2極點(diǎn)，近似畫出低噪聲前置放大器的頻率響應(yīng)，如圖2所示.

圖2 低噪聲前置放大器的頻率響應(yīng)Fig.2 Frequency response of the low-noise preamplifier

(4)

從式(4)可以看出，不僅低噪聲的開環(huán)OTA在整個低噪聲前置放大器設(shè)計至關(guān)重要，寄生電容Cp,in對噪聲的影響也要重點(diǎn)考慮，1.2節(jié)將詳細(xì)講述如何設(shè)計低噪聲的開環(huán)OTA.

1.1 偽電阻

文獻(xiàn)[5]使用兩個二級管形式的MOS管串聯(lián)作為偽電阻，當(dāng)其形成的偽電阻兩端的壓差小于0.2 V時，其阻值可達(dá)到GΩ級.但是該偽電阻的I-V雙向曲線并不對稱，其動態(tài)范圍非常小.本文采用二極管形式的MOS管背靠背相連作為偽電阻，如圖3所示，此結(jié)構(gòu)可顯著提高偽電阻的動態(tài)范圍.

圖3 偽電阻的結(jié)構(gòu)Fig.3 Structure of pseudo-resistor

N阱與襯底的反向漏電流流過PMOS橫向寄生二極管會引起二極管正向?qū)?，產(chǎn)生直流偏移.該偏移的大小比較難估算，嚴(yán)重時可能使輸出信號的直流工作點(diǎn)嚴(yán)重偏離，影響下一級SAR ADC對眼壓信號的采樣處理.

1.2 低噪聲、亞閾值跨導(dǎo)放大器OTA的設(shè)計

基于對開環(huán)放大器高增益、高精度、低噪聲、大擺幅以及驅(qū)動能力的要求，本文決定采用以PMOS為輸入對管、共源級作為輸出級的單端輸出兩級運(yùn)算放大器，如圖4所示.

再對運(yùn)放的噪聲性能進(jìn)行分析.觀察運(yùn)放電路，放大器第2級產(chǎn)生的等效輸出噪聲需要除以第1級增益，才能得到等效輸入噪聲，因此這部分噪聲的影響也較小，可以不進(jìn)行計算.所以，運(yùn)放的噪聲主要來源于第1級放大器的熱噪聲和1/f噪聲.對于等效輸入噪聲有(忽略電流源的噪聲)：

(5)

根據(jù)式(5)，可為設(shè)計低噪聲前置放大器做出指引：為了獲得較好的噪聲性能，必須增大輸入晶體管PM1和PM2的尺寸，同時在一定的電流約束下獲得最大的跨導(dǎo)值.減小負(fù)載管NM1和NM2的跨導(dǎo)，適當(dāng)增大負(fù)載管的尺寸.其中增大輸入管的跨導(dǎo)對噪聲的降低影響最大，所以將輸入晶體管偏置于亞閾值區(qū)來增大輸入管的跨導(dǎo)[9].

圖4 帶有RC補(bǔ)償?shù)亩夁\(yùn)算放大器Fig.4 The two stage amplifier with RC compensation

對于晶體管的工作狀態(tài)，通常定義一個反型系數(shù)(Inversion Coefficient，IC)來進(jìn)行評價[10].反型系數(shù)定義為晶體管漏極電流ID和中等反型特性電流IS的比值：

(6)

當(dāng)MOS管工作在飽和區(qū)時，IC>10；當(dāng)MOS管工作在線性區(qū)時，0.1

這里引入在強(qiáng)反型區(qū)和弱反型區(qū)都適用的EKV模型[11].定義

(7)

式中:VT為熱電壓;k是亞閾值區(qū)柵耦合系數(shù)，典型值為0.7.根據(jù)式(7)可知，gm與IC成反比，也就是說，晶體管處于亞閾值區(qū)時gm最大，所以偏置輸入晶體管偏置于亞閾值區(qū)可有效減小運(yùn)放的等效輸入噪聲.

在電流大小固定的前提下，增大輸入對管的寬長比可將晶體管偏置在亞閾值區(qū).同時，輸入對管面積的增加也會對降低運(yùn)放的噪聲大有裨益，但是如果輸入對管的面積過大也會增加運(yùn)放的輸入寄生電容Cp,in，由式(4)可知，Cp,in的增大會影響低噪聲前置放大器的噪聲性能.因此必須合理選擇晶體管PM1,PM2的面積，來獲得最優(yōu)的噪聲性能.

1.3 噪聲因子

為了衡量眼壓信號檢測系統(tǒng)中的低噪聲前置放大器的性能，需要引入噪聲因子(NEF)的概念[12]，來綜合評價功耗和噪聲.NEF越低表示電路綜合性能越優(yōu).NEF定義為：

(8)

式中Vni,rms是總的等效輸入噪聲：

(9)

Itot為電路消耗的總電流;BW為整體放大器的帶寬.聯(lián)合式(8),式(9)和Itot=5.5ID1，得到：

(10)

因此本設(shè)計的理想NEF大小為3.35.

2 后仿真驗(yàn)證

電路采用SMIC 180 nm 1P6M CMOS工藝，眼壓信號檢測系統(tǒng)的整體版圖如圖5所示，電路的核心面積為0.75 mm×0.62 mm.

圖5 眼壓信號檢測系統(tǒng)的電路版圖Fig.5 The layout of bio-potential acquisition system

圖6是低噪聲放大器的增益曲線.從圖6中可以得到：低頻截止頻率為0.25 Hz，高頻截止頻率為46 kHz，直流增益為40 dB.被采集的眼壓信號頻率范圍是0.1 Hz到1 kHz，位于本文設(shè)計的低噪聲前置放大器的帶寬之內(nèi)，微弱的眼壓信號通過本放大器可以得到有效的放大.

圖6 低噪聲放大器的增益曲線Fig.6 The gain waveform of the low-noise amplifier

圖7是低噪聲放大器的噪聲特性曲線.在低頻頻率100 Hz處的等效輸入噪聲為197.3 nVrms.該低噪聲前置放大器的噪聲性能良好，滿足眼壓信號采集系統(tǒng)的性能要求.

圖7 低噪聲放大器的噪聲曲線Fig.7 The noise waveform of the low-noise amplifier

表1列出了不同工藝角下低噪聲前置放大器的性能參數(shù).數(shù)據(jù)顯示不同工藝角下的低噪聲前置放大器的噪聲特性仍滿足眼壓信號采集系統(tǒng)的性能要求.

表1 常溫下，不同工藝角的電路性能參數(shù)Tab.1 At room temperature，performance parameters of circuit with different process angles

表2列出了不同文獻(xiàn)中低噪聲前置放大器的性能參數(shù)，通過比較發(fā)現(xiàn)本文低噪聲前置放大器的NEF最小，綜合性能優(yōu)越.

表2 低噪聲前置放大器性能比較Tab.2 Performance characteristics comparison of front-end amplifier

低噪聲前置放大器的輸出瞬態(tài)波形如圖8所示.

圖8 低噪聲放大器的瞬態(tài)輸出波形Fig.8 The transient output waveform of the low-noise amplifier

仿真低噪聲前置放大器的瞬態(tài)特性時，輸入的激勵信號是頻率為100 Hz，幅度為600 μV的正弦信號，通過Hspice后仿得到單邊輸出擺幅為60.2 mV，輸出信號被放大了100倍(誤差小于0.34%，可忽略)，其瞬態(tài)波形的放大倍數(shù)與圖6得到的在頻率100 Hz時的直流增益相等，該放大器增益準(zhǔn)確.本設(shè)計的難點(diǎn)在于偽電阻中晶體管尺寸的選擇，因?yàn)樵趯﹄娐愤M(jìn)行后仿真時，如果偽電阻中晶體管尺寸選擇不合適，輸出瞬態(tài)波形的直流工作點(diǎn)相比前仿真會發(fā)生嚴(yán)重偏移.

3 結(jié) 論

本文在電路采用SMIC 180 nm CMOS工藝下，設(shè)計并實(shí)現(xiàn)了一款應(yīng)用于眼壓信號檢測系統(tǒng)中的低噪聲前置放大器.該放大器在反饋回路中采用偽電阻與反饋電容并聯(lián)的形式，在低頻段產(chǎn)生高通截止點(diǎn)以抑制直流失調(diào)電壓和低頻噪聲，達(dá)到較好的噪聲性能.后仿真結(jié)果顯示低噪聲前置放大器的直流增益為40 dB，其低頻截止頻率為0.25 Hz，高頻截止頻率為46 kHz，在低頻頻率100 Hz處的等效輸入噪聲為197.3 nVrms，驗(yàn)證了本設(shè)計的可行性，同時NEF只有3.35，該低噪聲前置放大器綜合性能優(yōu)越.

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Design of Low-noise Preamplifier for Application of Intraocular Pressure Signal-detection

ZENG Jianping1，F(xiàn)AN Ming1?，CHEN Chengying3，ZHANG Feng2

(1.School of Physics and Microelectronics，Hunan University，Changsha 410082，China；2.School of Opto-electronic and Communication Engineering，Xiamen University of Technology，Xiamen 361024，China；3.Key Laboratory of Microelectronics Devices & Integrated Technology，Institute of Microelectronics of Chinese Academy of Sciences，Beijing 100029，China)

A low-noise preamplifier applied to the intraocular pressure signal-detection system with 180 nm CMOS process was proposed.The amplifier adopts a diode-connected MOS transistor to achieve a large resistance of GΩ level.In the feedback loop,the pseudo-resistor and the feedback capacitor are connected in parallel to generate a high-pass cutoff point in the low frequency,which can suppress the DC-offset voltage and the noise in low frequency to achieve better noise performance.The post-simulation results show that the low noise preamplifier has a DC-gain of 40 dB,the effective bandwidth is from 0.25 Hz to 46 kHz,and an equivalent input noise is 197.3 nVrms at 100 Hz.The power consumption of the core circuit is 32.4 μW at a supply of 1.8 V,and the chip area is 0.75 mm×0.62 mm.

signal-detection；pseudo-resistor；low noise；preamplifier

1674-2474(2017)08-0112-05

10.16339/j.cnki.hdxbzkb.2017.08.017

2017-02-14

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61474134),National Natural Science Foundation of China(61474134)

曾健平(1966-)，男，湖南祁東人，湖南大學(xué)副教授

?通訊聯(lián)系人，E-mail:913685784@qq.com

TN722.3

A