王 磊， 王秋實(shí)， 趙君君， 劉敬力

(遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院， 遼寧 葫蘆島 125105)

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新能源發(fā)電系統(tǒng)用多相耦合交錯(cuò)型雙向DC-DC變換器及控制研究

王 磊， 王秋實(shí)， 趙君君， 劉敬力

(遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院， 遼寧 葫蘆島 125105)

本文重點(diǎn)研究新能源發(fā)電系統(tǒng)用雙向DC-DC變換器及其控制策略，提出一種多相耦合交錯(cuò)型磁集成Buck-Boost變換器應(yīng)用于新能源發(fā)電系統(tǒng)中儲(chǔ)能系統(tǒng)能量雙向傳遞。首先對多相磁集成雙向DC-DC變換器進(jìn)行耦合電感研究，分析兩相耦合Buck變換器等效電感并給出電感耦合設(shè)計(jì)準(zhǔn)則；針對電感耦合交錯(cuò)型變換器的多開關(guān)狀態(tài)、高階化及電感電容復(fù)雜擾動(dòng)的特點(diǎn)提出一種平均值電路法建立其小信號(hào)模型，并推導(dǎo)出狀態(tài)變量到控制變量的傳遞函數(shù)；根據(jù)變換器開環(huán)穩(wěn)態(tài)特性，進(jìn)行補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)，提出基于趨近律的自適應(yīng)電流控制策略并設(shè)計(jì)基于電流環(huán)補(bǔ)償控制器。最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)表明，本文提出的控制方法較傳統(tǒng)PI控制可同時(shí)改善系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)及暫態(tài)性能。

交錯(cuò)并聯(lián)； 磁集成； 小信號(hào)建模； 自適應(yīng)電流控制

1 引言

近年來，以風(fēng)能、光伏等為代表的新能源分布式發(fā)電獲得了飛速發(fā)展。分布式發(fā)電單元運(yùn)行孤島模式時(shí)，由于其自身沒有儲(chǔ)能單元，一旦離開電網(wǎng)支撐將無法持續(xù)穩(wěn)定工作，因此，目前大多數(shù)分布式發(fā)電系統(tǒng)都含有儲(chǔ)能系統(tǒng)作為支撐，同時(shí)承擔(dān)與大電網(wǎng)的交互補(bǔ)償與“削峰填谷”。

分布式發(fā)電系統(tǒng)中，由于直流母線電壓較高，而蓄電池端口電壓較低，要實(shí)現(xiàn)各分布式單元的能量雙向傳輸，系統(tǒng)中核心裝置雙向DC-DC變換器就顯得格外重要?？紤]新能源分布式發(fā)電系統(tǒng)對大功率、低紋波的要求，可采用輸入輸出紋波小、電流應(yīng)力低、高效率、高功率密度的多相交錯(cuò)耦合非隔離雙向DC-DC變換器[1]。因此，需要重點(diǎn)研究多相耦合交錯(cuò)并聯(lián)型變換器動(dòng)態(tài)建模理論，建立準(zhǔn)確可靠的小信號(hào)模型，為進(jìn)一步分析和計(jì)算提供數(shù)學(xué)模型基礎(chǔ)，同時(shí)研究更有效的變換器控制策略，以確保變換器穩(wěn)定和高可靠性的工作[2]。

現(xiàn)有文獻(xiàn)中關(guān)于雙向DC-DC的建模多采用狀態(tài)空間平均法，該理論主要著眼于變換器工作特性的分析，在一定精度下滿足通用性，通過離散法、連續(xù)法或者連續(xù)離散綜合法求出變換器的解析表達(dá)式[3]。然而將該方法應(yīng)用于多相耦合交錯(cuò)型變換器建模時(shí)，會(huì)因拓?fù)浜羞^多開關(guān)狀態(tài)、耦合電感的非線性特征及電容電感等動(dòng)態(tài)擾動(dòng)而導(dǎo)致大量的計(jì)算，過程復(fù)雜；基于此，本文提出著眼于電路變換的平均值電路法，通過將一個(gè)非線性的開關(guān)電源分成定常線性子電路、開關(guān)網(wǎng)絡(luò)兩部分，更直接方便地建立小信號(hào)數(shù)學(xué)模型[4]。

目前交錯(cuò)并聯(lián)雙向DC-DC變換器的控制策略大多采用電壓控制或PI控制策略[5]。前者通過采樣輸出電壓作為反饋信號(hào)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，不適用多相耦合變換器等高階系統(tǒng)；后者雖然簡單易實(shí)現(xiàn)，但其應(yīng)用于多相磁耦合交錯(cuò)型變換器時(shí)，在控制精度、穩(wěn)定性及暫態(tài)響應(yīng)速度等方面都難以達(dá)到理想效果[6]。文獻(xiàn)[7,8]提出了基于復(fù)合電源的交錯(cuò)并聯(lián)變換器的R-S-T控制策略，然而文獻(xiàn)只進(jìn)行了仿真研究，而無具體的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，得到的結(jié)論缺乏完整性和實(shí)用性。文獻(xiàn)[9]通過平均開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的基本理論，提出了建立多相交錯(cuò)并聯(lián)磁集成DC-DC變換器交流小信號(hào)模型的一般方法，并給出基于內(nèi)膜原理的非線性離散滑模控制策略，具有傳遞函數(shù)簡單而建模準(zhǔn)確的特點(diǎn)，但仍僅給出仿真結(jié)果，而沒有進(jìn)一步的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。文獻(xiàn)[10]采用基于擴(kuò)張狀態(tài)觀測器具有非線性特性的自抗擾控制策略以滿足系統(tǒng)對穩(wěn)態(tài)及動(dòng)態(tài)特性需求及平衡，但帶來了復(fù)雜的參數(shù)整定計(jì)算。

基于此，本文選擇多通道交錯(cuò)耦合雙向DC-DC變換器，以能量從直流母線傳輸?shù)叫铍姵丶醋儞Q器Buck工作階段為研究對象，首先對多相磁集成雙向DC-DC變換器進(jìn)行耦合電感磁集成的研究，分析其等效穩(wěn)態(tài)電感與等效暫態(tài)電感，并給出歸一化耦合電感設(shè)計(jì)準(zhǔn)則。然后以兩通道交錯(cuò)并聯(lián)磁集成DC-DC變換器為對象建立基于平均值電路法的交流小信號(hào)模型，推導(dǎo)出磁耦合變換器開環(huán)傳遞函數(shù)，然后基于開環(huán)特性設(shè)計(jì)出相應(yīng)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，并給出仿真驗(yàn)證。在此基礎(chǔ)上，通過改進(jìn)傳統(tǒng)DC-DC變換器電流峰值控制策略，進(jìn)行電流環(huán)補(bǔ)償設(shè)計(jì)，提出一種基于趨近律的自適應(yīng)電流控制策略對系統(tǒng)加以優(yōu)化，最后設(shè)計(jì)制作實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。結(jié)果表明，變換器采用本文提出的控制策略較傳統(tǒng)控制方式，其穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)特性都有明顯提升，從而證明了理論分析的正確性和控制方法的有效性。

2 新能源發(fā)電系統(tǒng)交錯(cuò)并聯(lián)磁耦合變換器

含儲(chǔ)能系統(tǒng)的分布式新能源發(fā)電系統(tǒng)如圖1所示。雙向DC-DC變換器作為該系統(tǒng)核心裝置，承擔(dān)能量雙向傳輸、支撐電網(wǎng)電壓、平抑母線波動(dòng)等重要功能。本文采用的兩相磁集成交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器主電路拓?fù)淙鐖D2所示。主電路中的每個(gè)開關(guān)管依次相差180°相位角導(dǎo)通和關(guān)斷，交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)淇梢詽M足光伏儲(chǔ)能系統(tǒng)低壓大電流的要求，保證蓄電池以較大電流快速充電，同時(shí)可以減小輸入輸出電流紋波，提高工作頻率，改善變換器的功率密度。

圖1 含有雙向DC-DC儲(chǔ)能單元的分布式發(fā)電系統(tǒng)Fig.1 Distributed power generation system containing DC-DC energy storage unit

圖2 多相耦合交錯(cuò)型磁集成Buck-Boost變換器Fig.2 Interleaved parallel magnetic integrated Buck-Boost converter

變換器Buck模式下，輸入側(cè)為高壓直流母線Vbus=Vin，輸出側(cè)為蓄電池Vbat=Vo，開關(guān)頻率為fs，占空比為D。電感反向耦合設(shè)計(jì)，L1和L2為自感，M為互感，耦合系數(shù)k=M/L，ij(j=1,2)為通道電感電流，vj為加載至Lj上的端電壓，依電路基本方程可得：

(1)

變換器一個(gè)開關(guān)周期共4個(gè)工作模態(tài)，其電感電壓值有兩種，為方便表述設(shè)Va=Vin-Vo，Vb=-Vo，下面以0

(2)

(3)

Leq2=Leq4=L+M

(4)

式中，Leq1～Leq4分別為工作模態(tài)1～4的等效電感。

一個(gè)開關(guān)周期單通道各個(gè)工作模態(tài)的電流之和為零，即

(5)

由上述分析，作出第一通道的等效電感及穩(wěn)態(tài)電流脈動(dòng)紋波，如圖3所示。

圖3 0

分析可知，一個(gè)周期內(nèi)電流i1的增量之和為0，結(jié)合圖3得到單通道的穩(wěn)態(tài)電感電流紋波為：

(6)

(7)

式中，L1為非耦合電感值。

由式(6)、式(7)求得兩種電感的單通道穩(wěn)態(tài)電流紋波之比：

(8)

(9)

(10)

再由式(9)、式(10)求得兩種電感下單通道暫態(tài)電流紋波之比：

(11)

式中，D′=1-D。

分析可知，耦合度、占空比、穩(wěn)態(tài)電流紋波和暫態(tài)電流脈動(dòng)相互關(guān)聯(lián)，推導(dǎo)可得四者之間關(guān)系為：

(12)

由式(12)可定義Leq/L為歸一化等效電感，ΔLeq為穩(wěn)態(tài)電感與暫態(tài)電感差值。繪制Leq/L、ΔLeq/L與暫態(tài)電感Ltr隨耦合系數(shù)k及占空比D的變化曲線，如圖4所示。通過該曲線可尋找到最佳耦合系數(shù)的范圍大致在0.3～0.8之間，即耦合系數(shù)k設(shè)計(jì)在該范圍內(nèi)時(shí)，可同時(shí)達(dá)到提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)及改善通道穩(wěn)態(tài)紋波的目的。

圖4 Leq/L、ΔLeq/L、Ltr與k和D之間關(guān)系Fig.4 Relation curve between Leq/L，ΔLeq/L,Ltr and k, D

3 磁耦合交錯(cuò)型Buck變換器建模及分析

3.1 耦合電感Buck變換器交流小信號(hào)模型

由于本文所述變換器采用多相耦合電感，非線性復(fù)雜，開關(guān)狀態(tài)變量多，電容電感等動(dòng)態(tài)擾動(dòng)強(qiáng)，若采用傳統(tǒng)狀態(tài)空間平均法將導(dǎo)致大量計(jì)算。因此，本文提出基于電路變換的平均值電路法求解模型，避免傳統(tǒng)狀態(tài)空間平均法計(jì)算復(fù)雜、不準(zhǔn)確的缺點(diǎn)。

將單相Buck拓?fù)涞刃殚_關(guān)網(wǎng)絡(luò)和線性定常子系統(tǒng)兩部分，其結(jié)構(gòu)示意圖如圖5所示。

圖5 Buck模式等效電路簡化模型Fig.5 Equivalent circuit in Buck mode

化簡可得到可控源簡化開關(guān)模型，如圖6所示。

圖6 Buck模態(tài)下的簡化平均開關(guān)模型Fig.6 Simplified averaged switch model in Buck mode

在簡化平均模型的基礎(chǔ)上，取電感電流和電容電壓作為狀態(tài)變量，由輸入電壓V1、占空比D得到穩(wěn)態(tài)關(guān)系表達(dá)式[11]：

(13)

一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，高壓側(cè)母線電壓v1(t)和低壓側(cè)蓄電池端口電壓v2(t)在很小范圍內(nèi)連續(xù)變化，v1(t)一個(gè)周期內(nèi)的均值表達(dá)形式為Ts，v2(t)一個(gè)周期內(nèi)的均值為Ts，將擾動(dòng)變量代入狀態(tài)方程中，并略去微小擾動(dòng)二階乘積項(xiàng)，整理得單相Buck模式下交流小信號(hào)動(dòng)態(tài)模型為：

(14)

圖7 Buck模式下交流小信號(hào)等效電路模型Fig.7 Small equivalent circuit in Buck mode

令v1(t)和v2(t)在一個(gè)周期內(nèi)均值表達(dá)式分別為Ts和Ts，得到兩相交錯(cuò)耦合變換器電感電壓一個(gè)開關(guān)周期的均值表達(dá)式：

(15)

對輸出電壓Ts、d1(t)、d2(t)作直流工作點(diǎn)附近的擾動(dòng)，得其擾動(dòng)電感電流狀態(tài)方程：

(16)

整理得到Buck模式下交流小信號(hào)動(dòng)態(tài)方程：

(17)

對式(17)作拉氏變換，得方程式如下：

(18)

(19)

(20)

3.2 交流小信號(hào)模型的分析及其補(bǔ)償設(shè)計(jì)

考慮新能源發(fā)電系統(tǒng)的特性，可設(shè)Vin=300V，Vo=48V，fs=20kHz，總輸出電流Io=50A，即每相電流25A，電感L1=L2=150μH，輸出濾波電容Co=200μF。

將上述設(shè)定值代入式(19)、式(20)，推導(dǎo)得到：

(21)

(22)

采用Simulink仿真工具繪制傳遞函數(shù)Gvd(s)及Gid(s)的波特圖，如圖8所示。

圖8 輸出電壓及電感電流到占空比的開環(huán)傳遞函數(shù)Gvd(s)和Gid(s)波特圖Fig.8 Bode plot of open-loop transfer function Gvd(s)and Gid(s) in Buck mode

分析圖8可知，幅值穿越頻率為2×103rad/s，相角穩(wěn)定裕度為γ=42°。而依照穩(wěn)定性判據(jù)，系統(tǒng)開關(guān)頻率為20krad/s，穿越角頻率值ωc=2×103rad/s時(shí)，相位裕量至少應(yīng)為45°，系統(tǒng)顯然不滿足要求。

針對上述開環(huán)系統(tǒng)不穩(wěn)定的弊端，圖9給出基于電流控制器的閉環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)框圖。其中電流控制器可采用PI控制，其最優(yōu)參數(shù)選取如下：當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)穿越角頻率為4800Hz，根據(jù)開環(huán)波特圖可知對應(yīng)的幅值為18dB，根據(jù)20logωh=18，ωh=1/T1，可得T1=0.126，令Kp=10，繼而得到PI控制器最優(yōu)參數(shù)下的補(bǔ)償函數(shù)Gs為：

(23)

求得補(bǔ)償后基于PI控制的系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)：

(24)

圖9 Buck模態(tài)下補(bǔ)償環(huán)路控制框圖Fig.9 Compensation block diagram in Buck mode

4 自適應(yīng)電流控制器設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)PI控制存在當(dāng)被控對象擾動(dòng)量加大或控制精度要求較高時(shí)無法滿足性能的固有缺陷[13]。雙向DC-DC變換器的經(jīng)典控制策略還有峰值電流控制，該方法具有控制簡單、運(yùn)算量較小、控制精度高等優(yōu)點(diǎn)，然而其建模時(shí)忽略電感電流紋波的做法不適合本文采用多相耦合電感的場合，無法精確分析紋波脈動(dòng)，突出耦合電感的優(yōu)勢[14]。同時(shí)，傳統(tǒng)電流控制策略多適合一階場合的特點(diǎn)也決定了其無法適用于本文所述多相交錯(cuò)耦合電感的多階化、非線性度較深的場合[15]。

基于上述缺點(diǎn)，本文提出一種基于趨近律的自適應(yīng)電流控制策略。該控制方案的實(shí)現(xiàn)是通過在電流環(huán)節(jié)加入具有積分功能的外電壓環(huán)構(gòu)成電壓電流雙閉環(huán)系統(tǒng)的電流調(diào)節(jié)器，其內(nèi)環(huán)電流調(diào)節(jié)器參與電流的反饋，外環(huán)采用電壓誤差放大器采樣電壓輸出值的變換量，產(chǎn)生控制電壓Vel，將電感電流采樣值與Vel送入電流調(diào)節(jié)器之中，電流調(diào)節(jié)器具備自適應(yīng)積分環(huán)節(jié)，從而通過雙環(huán)控制反饋信息給PWM比較器，以實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)占空比，完成魯棒性較好的自適應(yīng)控制[16]。

圖10為采取自適應(yīng)電流控制方案的結(jié)構(gòu)框圖，其中Guc(s)為電壓環(huán)補(bǔ)償，Gic(s)為電流環(huán)補(bǔ)償，Gm(s)為PWM調(diào)制器傳遞函數(shù)，Hi(s)與Hv(s)分別代表電流環(huán)與電壓環(huán)的采樣網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)。

圖10 自適應(yīng)電流控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.10 Average current control block diagram

設(shè)Gm(s)=1/5=0.2，電流采樣取Hi(s)=0.35，電壓采樣取Hv(s)=0.45，并結(jié)合電路參數(shù)求得基于電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)補(bǔ)償函數(shù)如下：

(25)

再結(jié)合式(19)的開環(huán)傳遞函數(shù)Gid(s)，繼而求得補(bǔ)償后基于自適應(yīng)電流控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)GBuck為：

(26)

繪制變換器采用式(24)所示的PI控制系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)及式(26)所示的自適應(yīng)電流控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)的波特圖，如圖11所示?？梢钥闯觯捎米赃m應(yīng)電流控制器的閉環(huán)系統(tǒng)較PI控制器的閉環(huán)系統(tǒng)，其穿越角頻率變小，相角裕量γ=91°，更能滿足穩(wěn)定需求，系統(tǒng)穩(wěn)定性更好。

圖11 Buck模態(tài)補(bǔ)償后傳遞函數(shù)波特圖對比Fig.11 Bode plot of mode compensated transfer function in Buck mode

下面針對自適應(yīng)電流控制器設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)的補(bǔ)償電路，以進(jìn)一步提高暫態(tài)響應(yīng)，并改善穩(wěn)態(tài)誤差。

圖10中電流內(nèi)環(huán)控制網(wǎng)絡(luò)如圖12所示。系統(tǒng)穿越頻率值ωc=2kHz時(shí)，相位裕度良好，而要將系統(tǒng)穿越頻率由2kHz提高至5kHz，需進(jìn)行電流補(bǔ)償環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)。

圖12 電流內(nèi)環(huán)控制框圖Fig.12 Block diagram of current control

針對圖12設(shè)計(jì)的電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)如圖13所示。系統(tǒng)中加入比例環(huán)節(jié)以擴(kuò)大系統(tǒng)阻尼系數(shù)，并使系統(tǒng)具有較高的魯棒性。圖13中的兩輸出電壓分別為Vsens及Vel，其中Vsens為電感電流的采樣值，當(dāng)Vsens單獨(dú)存在時(shí)，內(nèi)環(huán)對電感電流傳遞函數(shù)表達(dá)式Gcl為：

(27)

圖13 內(nèi)電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Fig.13 Current loop compensation network

自適應(yīng)電流控制策略其電流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)選擇應(yīng)遵循的原則如下：

(1)根據(jù)輸入電壓值較高時(shí)容易產(chǎn)生系統(tǒng)不穩(wěn)定的現(xiàn)象的結(jié)論，中頻段增益K應(yīng)滿足：

(28)

式中，Vinmax為輸入電壓最大值；RL為負(fù)載值。

(2)由于電流補(bǔ)償環(huán)節(jié)在低頻段隨頻率的不斷增加而衰減，低頻零點(diǎn)值f1和高頻極點(diǎn)值f2應(yīng)滿足：

f1≤fs/10

(29)

f2≥fs/2

(30)

5 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

5.1 仿真分析

為驗(yàn)證理論分析的正確性，構(gòu)建兩通道Buck變換器仿真模型。根據(jù)新能源發(fā)電系統(tǒng)母線電壓及蓄電池端口電壓的實(shí)際情況，設(shè)置仿真參數(shù)如下：輸入電壓Vin=300V，輸出電壓Vo=48V，總輸出電流Io=50A，即每相電流I1=I2=25A，耦合電感的自感L=100μF，耦合度k=-0.4，負(fù)載R=10Ω，開關(guān)頻率fs=125kHz。對采用傳統(tǒng)PI控制和本文控制策略的電感電流及總電流波形暫態(tài)響應(yīng)速度進(jìn)行占空比D從0.125突變到0.25的仿真，仿真結(jié)果如圖14所示?？芍?，采用本文所述控制策略具有極大提高暫態(tài)通道電流響應(yīng)速度的優(yōu)勢[17]。

圖14 采用傳統(tǒng)PI控制和平均電流控制情況下變換器暫態(tài)電流響應(yīng)速度仿真比較Fig.14 Simulation results of transient currents with/without coupled inductors

圖15 Buck工作模式下的恒壓限電流充電仿真波形Fig.15 Constant current-limit steady-state simulation waveform in Buck mode

考慮本文所述雙向DC-DC變換器應(yīng)用于新能源發(fā)電系統(tǒng)，系統(tǒng)中蓄電池端口電壓通常為48V左右，為提高充電效率，同時(shí)保護(hù)蓄電池壽命，希望充電電流應(yīng)盡量大，且具備可靠性的鉗位保護(hù)[18]。設(shè)定恒壓值為48V、限電流為50A，仿真本文控制策略下對蓄電池進(jìn)行恒壓限流充電的過程，結(jié)果如圖15所示。當(dāng)蓄電池端口電壓低于47V時(shí)，系統(tǒng)持續(xù)以40A以上大電流高速充電，當(dāng)充電電壓達(dá)到設(shè)定的鉗位值時(shí)，電流被可靠地拉低到接近零，證明了控制策略充電鉗位電壓的有效性，可以防止蓄電池過充[19]。

為驗(yàn)證本文提出的控制策略的動(dòng)態(tài)特性，進(jìn)行負(fù)載突變的仿真實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖16所示?？芍?dāng)輸出電流由10A變?yōu)?0A過程時(shí)，采用本文提出的控制策略較傳統(tǒng)PI控制，無論在調(diào)節(jié)速度、超調(diào)量以及調(diào)節(jié)時(shí)間上都具有更好的效果。

圖16 動(dòng)態(tài)仿真試驗(yàn)對比波形Fig.16 Dynamic test simulation waveform comparison in Boost mode

5.2 Buck工作模式實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖17 采用耦合電感和非耦合電感情況下變換器穩(wěn)態(tài)相電流紋波實(shí)驗(yàn)比較Fig.17 Results of steady state phase currents with/without coupled inductors

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提出的自適應(yīng)電流控制策略的瞬態(tài)響應(yīng)特性和負(fù)載突變情況下工作的穩(wěn)定性，采用輸入側(cè)為直流母線，輸出側(cè)為電阻負(fù)載的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)進(jìn)行擾動(dòng)性突變實(shí)驗(yàn)，圖18(a)為負(fù)載電流進(jìn)行10A-0A-10A突變和10A-20A-10A突變時(shí)的輸出電流波形，圖18(b)為占空比突變下輸出電壓由150V-300V-150V突變的實(shí)驗(yàn)波形，可以看出，兩相磁耦合交錯(cuò)型Buck變換器采用本文提出的控制策略具有較好的暫態(tài)性能，可以保證新能源發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)在負(fù)載大電流突變及較大占空比擾動(dòng)情況下工作的穩(wěn)定性。

圖18 負(fù)載突變實(shí)驗(yàn)的輸出波形Fig.18 Load mutation experiment waveform

6 結(jié)論

本文針對新能源發(fā)電系統(tǒng)對雙向直流變換器的要求，提出多相耦合交錯(cuò)型非隔離雙向DC-DC變換器應(yīng)用于其儲(chǔ)能系統(tǒng)，并以變換器Buck模式為對象對其建模及控制策略展開研究。首先進(jìn)行等效電感分析研究，給出耦合電感設(shè)計(jì)準(zhǔn)則；針對傳統(tǒng)建模方法的缺點(diǎn)，提出一種基于電路變換的平均值電路法建模策略，可精準(zhǔn)建立其小信號(hào)模型，并避免復(fù)雜的運(yùn)算；針對傳統(tǒng)PI控制的缺陷，提出基于趨近律原理的自適應(yīng)電流控制策略，并加入電流補(bǔ)償環(huán)節(jié)構(gòu)造系統(tǒng)閉環(huán)控制環(huán)路。仿真和實(shí)驗(yàn)表明，本文提出的控制策略較傳統(tǒng)的控制方案能進(jìn)一步提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和暫態(tài)性能。

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Research on staggered parallel magnetic DC-DC converters for new energy power generation system

WANG Lei, WANG Qiu-shi, ZHANG Jun-jun, LIU Jing-li

(College of Electrical and Control Engineering, Liaoning Technical University, Huludao 125105, China)

The paper studies mainly a bi-directional DC-DC converter used in new energy power generation system and its control strategy, and presents a magnetic-integrated Buck-Boost converter to be used in bi-directional energy transformer in the energy storage system. Firstly, the coupled inductance is studied for the DC-DC converter and the equivalent inductance of the Buck converter is analyzed, and the design principle of the inductance coupling is given. The results of the experiment and simulation show that the average current control strategy can improve the steady state performance and dynamic characteristics of the system as compared with the traditional control mode. The design of integration of magnetic coupling inductor is adopted to decrease the output current ripple and improve the system steady state characteristics.

staggered parallel; magnetic integration; small signal modeling; adaptive current control

2015-10-13

國家自然科學(xué)基金項(xiàng)目(50607007)

王 磊(1991-)， 男， 安徽籍， 碩士研究生， 從事電力電子磁集成技術(shù)、 功率電子變換及其控制技術(shù)等方面的研究(通迅作者); 王秋實(shí)(1992-)， 男， 遼寧籍， 碩士研究生， 研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)。

10.12067/ATEEE1510014

1003-3076(2017)07-0041-10

TM46