呂志香

(揚(yáng)州工業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院，江蘇 揚(yáng)州 225127)

永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組的機(jī)側(cè)多整流器并聯(lián)運(yùn)行控制研究

呂志香

(揚(yáng)州工業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院，江蘇 揚(yáng)州 225127)

永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組的容量通常達(dá)到了兆瓦級(jí)，采用并聯(lián)型結(jié)構(gòu)是主要的擴(kuò)容方式。傳統(tǒng)的風(fēng)電變流器機(jī)側(cè)整流器具有獨(dú)立的直流母線，雖具有控制簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，但也存在成本高、體積增加等問題。針對(duì)這個(gè)問題，提出了一種新型的永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)多整流器共直流母線并聯(lián)運(yùn)行控制策略。該控制策略的控制目的是抑制共直流母線的整流器模塊之間由于不同步造成的環(huán)流，因此首先對(duì)具有公共直流母線的多整流器運(yùn)行的直流環(huán)路和零序電流動(dòng)態(tài)進(jìn)行了建模和分析，設(shè)計(jì)了獨(dú)立的電流控制器，并通過同步載波移相配合生成了多簇脈沖調(diào)制信號(hào)給不同的整流器模塊，但相互的控制器使用了同一個(gè)轉(zhuǎn)子位置觀測(cè)器，從而實(shí)現(xiàn)了每個(gè)模塊的電流同步和均衡，并匹配了最優(yōu)的總發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)矩。最后，為了驗(yàn)證控制策略的有效性，基于1.5MW的永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組試驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行了試驗(yàn)研究。試驗(yàn)結(jié)果表明，在新型控制策略下，變流器機(jī)側(cè)多整流器模塊能正常運(yùn)行，并具有較優(yōu)的性能。

風(fēng)力發(fā)電； 永磁同步發(fā)電機(jī)； 并聯(lián)運(yùn)行； 零序電流； 公共直流母線

0 引 言

在各種新能源發(fā)電系統(tǒng)中，風(fēng)力發(fā)電是最有前景的新能源利用形式[1-3]?；谟来磐桨l(fā)電機(jī)(Permanent Magnet Synchronous Generator， PMSG)的風(fēng)電機(jī)組由于復(fù)雜度的降低和可靠性的提高，得到了商業(yè)化利用，占據(jù)了相當(dāng)大的市場(chǎng)份額[4-6]。

PMSG接入到電網(wǎng)使用的是全功率變流器，雖然功率半導(dǎo)體器件的發(fā)展迅速，單個(gè)器件的額定容量在不斷上升，但是受限于技術(shù)和經(jīng)濟(jì)成本，變流器的最大容量是有限的。因此，對(duì)于兆瓦級(jí)低壓永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組，采用并聯(lián)型結(jié)構(gòu)的變流器進(jìn)行擴(kuò)容是較好的解決方案[7-8]。變流器采用并聯(lián)模式具有可靠性高、效率高、電網(wǎng)側(cè)輸出諧波含量低等優(yōu)點(diǎn)[9]。對(duì)于采用并聯(lián)結(jié)構(gòu)的背靠背全功率變流器可以分為兩類，一類采用獨(dú)立直流母線，還有一類采用公共直流母線。前者雖具有控制簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，但也存在成本高、體積增加的問題[10]。若采用第二種結(jié)構(gòu)并聯(lián)，則由于數(shù)字控制器使用了離散空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation， SVPWM)，以及開關(guān)特性和不同變流器輸出阻抗的差異，即使采用同步脈沖控制，也會(huì)在并聯(lián)的變流器之間產(chǎn)生環(huán)流，將對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生不利，例如增加器件損耗，降低設(shè)備可靠性，增加故障檢測(cè)難度等。因此，文獻(xiàn)[11]提出了一種方法將兩個(gè)并聯(lián)的三相變流器當(dāng)成六相變流器進(jìn)行控制，從而避免零序環(huán)流能，但是必須將兩個(gè)變流器當(dāng)成一個(gè)整體進(jìn)行脈寬調(diào)制，失去了調(diào)制靈活性。文獻(xiàn)[12]提出了一種不使用零矢量的調(diào)制策略，避免了離散型SVPWM使用時(shí)造成的并聯(lián)變流器之間的相互影響，但是并沒有完全避免零序擾動(dòng)，輸出阻抗不匹配仍然可以導(dǎo)致零序電流，即使不使用零矢量。文獻(xiàn)[13]提出了一種新型的控制方法，引入了一個(gè)新的控制變量來調(diào)整零矢量的持續(xù)時(shí)間，而不是消除零矢量，這可以有效地抑制零序環(huán)流，但其推導(dǎo)的零序分量數(shù)學(xué)模型是平均值模型，并不能預(yù)測(cè)零序電流峰值，而且平均電流模式控制容易產(chǎn)生較大的紋波。

針對(duì)這個(gè)問題，本文提出了一種永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組的機(jī)側(cè)多整流器并聯(lián)運(yùn)行控制方案。推導(dǎo)并分析了零序環(huán)流的數(shù)學(xué)模型，揭示了并聯(lián)多個(gè)變換器的零序環(huán)流的機(jī)理。設(shè)計(jì)了一種改進(jìn)的SVPWM并聯(lián)調(diào)制策略來抑制零序環(huán)流，并對(duì)每個(gè)功率支路實(shí)現(xiàn)了獨(dú)立的電流調(diào)節(jié)。最后通過試驗(yàn)對(duì)控制器的性能進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 環(huán)流控制器設(shè)計(jì)

1. 1 永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組和風(fēng)電變流器

并聯(lián)型永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。槳葉和機(jī)械系統(tǒng)構(gòu)成前端能量輸入，然后PMSG通過并聯(lián)型結(jié)構(gòu)的全功率背靠背變流器接入到電網(wǎng)[14-15]。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下的風(fēng)電變流器機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)的控制是獨(dú)立的。

圖1 并聯(lián)型永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組

圖1中Lg1和Lg2為機(jī)側(cè)接入電抗；iga1、igb1和igc1以及iga2、igb2和igc2為機(jī)側(cè)兩個(gè)并聯(lián)整流器的輸入電流；udc為直流側(cè)電壓；C1和C2為并聯(lián)的直流側(cè)電容；ila1、ilb1和ilc1以及ila2、ilb2和ilc2為網(wǎng)側(cè)兩個(gè)并聯(lián)逆變器的輸出電流。

1. 2 變流器機(jī)側(cè)環(huán)流表達(dá)式

n個(gè)并聯(lián)運(yùn)行的三相PWM整流器結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。圖2中功率器件假設(shè)為理想開關(guān)，S1ap、S1an、S1bp、S1bn、S1cp和S1cn為1號(hào)整流器的功率器件，Snap、Snan、Snbp、Snbn、Sncp和Sncn為n號(hào)整流器的功率器件，C為總直流電容，R為總的等效并聯(lián)電阻，L1和Ln分別為1號(hào)和n號(hào)整流器的接入電感，ia1、ib1和ic1以及ian、ibn和icn為并聯(lián)的1號(hào)和n號(hào)整流器輸入電流，ua1、ub1和uc1以及uan、ubn和ucn為并聯(lián)的1號(hào)和n號(hào)整流器輸入電壓，i1p和i1n以及inp和inn為并聯(lián)的1號(hào)和n號(hào)整流器輸出到直流側(cè)的電流，usa、usb和usc為發(fā)電機(jī)等效輸出電動(dòng)勢(shì)，uN為發(fā)電機(jī)等效輸出電動(dòng)勢(shì)中點(diǎn)電位，ref(0)為參考零電位。

圖2 多個(gè)三相PWM整流器并聯(lián)結(jié)構(gòu)圖

通過電壓平衡法則，可以對(duì)每個(gè)并聯(lián)整流器單元的A相建立以下方程：

(1)

式中：uNO——中點(diǎn)電位和參考零電位之間的電壓。

定義Zj=Ljd/dt+Rj，j∈{1，2，…，n}，那么式(1)可以重新寫為

ikj=-ukj/Zj+(usk+uNO)/Zj

(2)

式中：k——a,b,c相，k∈{a，b，c}；ikj——第j個(gè)整流器的第k相電流；ukj——第j個(gè)整流器的第k相輸入電壓；usk——第k相發(fā)電機(jī)等效輸出電動(dòng)勢(shì)。

n個(gè)整流器并聯(lián)后的環(huán)流通路如圖3所示。

圖3 多個(gè)整流器并聯(lián)后的環(huán)流通路

首先考慮圖中第一條支路B1，cck12代表支路B1和B2之間的環(huán)流，cck13代表支路B1和B3之間的環(huán)流，以此類推，cck1n代表支路B1和Bn之間的環(huán)流。因此，1號(hào)變流器的第k相環(huán)流cck1是由n個(gè)分量組成的，具體如下：

cck1=cck12+cck13+…+cck1n

(3)

可以推導(dǎo)出第j號(hào)整流器的第k相環(huán)流的表達(dá)式，文獻(xiàn)[14]給出了環(huán)流的數(shù)學(xué)定義如下：

(4)

式中：iki，ikj——第i號(hào)和第j號(hào)的第k相電流。

第j號(hào)變流器的環(huán)流通用表達(dá)式可以推導(dǎo)為

(5)

從式(5)可以看出，輸出直流電壓和三相輸入電壓將對(duì)環(huán)流產(chǎn)生影響，環(huán)流通路上的阻抗對(duì)環(huán)流幅值也有影響。如果所有環(huán)流通路上的阻抗都相等，那么交流三相輸入電壓將對(duì)環(huán)流的影響降低到最小。如果所有變流器模塊都實(shí)現(xiàn)參數(shù)一致和完全同步控制，則環(huán)流將減低至0。但是，實(shí)際上各個(gè)模塊環(huán)流通路上的阻抗差別較大，因此環(huán)流是實(shí)際存在的，即使盡量讓控制器同步控制各個(gè)模塊。同時(shí)功率器件的開關(guān)動(dòng)作也是存在差異的，有限的器件開通或關(guān)斷時(shí)間不一致也將導(dǎo)致環(huán)流。

1. 3 變流器并聯(lián)時(shí)abc系下的環(huán)流數(shù)學(xué)模型

文獻(xiàn)[11]給出了兩電平三相整流器平均值模型，具體如圖4所示。

圖4 兩電平三相整流器平均值模型

圖4中La、Lb和Lc，以及Ra、Rb和Rc為發(fā)電機(jī)等效電感和電阻，da、db和dc為控制輸出的三相等效占空比，ip和in分別為輸入到電容正極和負(fù)極電流，iz為受控電壓源輸出電流。在圖4中運(yùn)用電壓平衡法則和節(jié)點(diǎn)電流定律可以推導(dǎo)出以下方程：

(6)

將式(6)寫成矩陣的形式為

(7)

對(duì)于具有公共母線的n個(gè)并聯(lián)的變流器，將可以推導(dǎo)出3n-1個(gè)微分方程加上1個(gè)代數(shù)方程。對(duì)環(huán)流通路應(yīng)用電壓平衡法則，可以得到3n- 1個(gè)微分方程如下：

(8)

其中k∈{a，b，c}，而Rs和Ls分別為PMSG的等效電阻和等效電感。對(duì)節(jié)點(diǎn)n應(yīng)用節(jié)點(diǎn)電流定律，可以推導(dǎo)出剩下的1個(gè)代數(shù)方程為

ia1+ib1+ic1+ia2+ib2+ic2+…+

ian+ibn+icn=ia+ib+ic=0

(9)

對(duì)式(9)取微分，可得

(10)

假設(shè)L1=L2=…=Ln，且R1=R2=…=Rn，那么可以進(jìn)一步得到狀態(tài)空間方程描述如下：

(11)

式中：X=[ia1，ib1，ic1，ia2，ib2，ic2，…，ian，ibn，icn]T——狀態(tài)變量；U——輸出變量，具體的表達(dá)式為U=[ua1，ub1，uc1，ua2，ub2，uc2，…，uan，ubn，ucn]T；

Y——輸出變量。

狀態(tài)矩陣A為

輸入矩陣B為

輸出矩陣C是一個(gè)3n×3n的單位矩陣，而I為3×3的單位矩陣，而T為

基于上述狀態(tài)空間描述可建立傳遞函數(shù)方程：

G(s)=C(sI-A)-1B=

(12)

式(12)中第一部分代表了環(huán)流，第二部分代表了從PMSG到變流器的輸入電流。

1. 4 變流器并聯(lián)時(shí)dq系下的環(huán)流數(shù)學(xué)模型

假設(shè)直流電壓udc和電流是連續(xù)且只有較小紋波的，那么相電壓ukj=dkjudc，而且相對(duì)于電感，每相的電阻值很小，可以忽略，那么可以得到兩個(gè)變流器并聯(lián)時(shí)的狀態(tài)空間方程為

(13)

(14)

將式(13)和式(14)從靜止abc三相坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，即可以推導(dǎo)出如下dq坐標(biāo)系下的方程：

(15)

(16)

(17)

其中：u0=usa+usb+uscd0=da+db+dc

式中：id1、iq1、iO1、id2、iq2、iO2——1號(hào)和2號(hào)變流器在dq坐標(biāo)系下的d軸、q軸和O軸電流分量；

ud、uq、u0——dq坐標(biāo)系下的d軸、q軸和O軸電壓分量；

ω——交流電角頻率；

dd1、dq1、dO1、dd2、dq2、dO2——1號(hào)和2號(hào)變流器在dq坐標(biāo)系下的等效占空比。

雙機(jī)并聯(lián)的三相整流器在dq坐標(biāo)系下的等效電路如圖5所示。從圖5可以看到零序電流是并聯(lián)系統(tǒng)中一個(gè)不可忽視的環(huán)節(jié)。

圖5 dq坐標(biāo)系下三相整流器并聯(lián)等效電路

1. 5 零序環(huán)流控制策略

根據(jù)前述雙機(jī)并聯(lián)的三相整流器在dq坐標(biāo)系下的等效電路和零序動(dòng)態(tài)模型，可以設(shè)計(jì)零序環(huán)流控制器如圖6所示。圖6中虛線框中包括了一個(gè)改進(jìn)的SVPWM控制算法。算法具體描述如下： 首先零序電流參考和實(shí)際值相減，結(jié)果輸出到PI調(diào)節(jié)器，輸出零序電壓u0。常規(guī)d軸電流環(huán)和q軸電流環(huán)的計(jì)算結(jié)果為d軸和q軸參考電壓ud和uq，轉(zhuǎn)換為αβ坐標(biāo)系下的uα和uβ，進(jìn)而由常規(guī)SVPWM算法生成了調(diào)制波。然后，零序輸出電壓通過歸一化后與調(diào)制波疊加。最終生成的調(diào)制波與載波相比較，輸出控制脈沖。

圖6 零序電流控制器

如圖6所示，dq坐標(biāo)系下三相整流器雙機(jī)并聯(lián)等效電路中，在O軸等效電路中存在零序環(huán)流，并取決于O軸等效占空比dO1和dO2的差異。根據(jù)式(15)和式(16)，i0的動(dòng)態(tài)方程為

(18)

式(18)中，右邊第二項(xiàng)可以看作是擾動(dòng)。就抑制i0而言，控制器可以考慮設(shè)計(jì)為一個(gè)PI調(diào)節(jié)器，輸入是i0，而輸出是u0。開環(huán)傳遞函數(shù)GOL(s)前向通路包含了一個(gè)數(shù)學(xué)控制延遲環(huán)節(jié)，具體為

GOL(s)=GPI(s)·GPlant(s)e-sTs=

(19)

式中：e-sTs——控制延遲的數(shù)學(xué)表達(dá)式；Ts——采樣周期。

如果Ts足夠小，延遲可以近似表示為1-sTs，從而閉環(huán)傳遞函數(shù)可以寫為

(20)

時(shí)間乘以絕對(duì)誤差的積分被納入控制器的設(shè)計(jì)。二階系統(tǒng)的特征多項(xiàng)式的最佳系數(shù)是由式(21)決定的：

(21)

式中：ωn——系統(tǒng)固有頻率，可以通過定義的阻尼比和穩(wěn)定時(shí)間計(jì)算得到。

對(duì)比式(20)和式(21)，可以得到Kp和Ki：

(22)

(23)

零序環(huán)流控制器的帶寬應(yīng)該設(shè)計(jì)得盡量寬，從而可以實(shí)現(xiàn)對(duì)零序電流的較好抑制。對(duì)于n臺(tái)整流器并聯(lián)的情況，零序電流之和等于0，即i01+i02+…+i0n=0。由于零序電流之間相互作用，獨(dú)立的零序電流數(shù)目為n-1，因此零序電流控制器的數(shù)量應(yīng)該是n-1。

2 風(fēng)電變流器機(jī)側(cè)整體控制設(shè)計(jì)

風(fēng)電變流器發(fā)電機(jī)側(cè)的整流器模塊并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)連接到電網(wǎng)后，由于風(fēng)電場(chǎng)一般距離偏遠(yuǎn)和電網(wǎng)容易存在擾動(dòng)，其可靠性不高導(dǎo)致了維護(hù)成本增加。使用并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)風(fēng)電變流器以后，與單臺(tái)變流器相比，具有更高的可靠性，更高的效率，以及較低的電網(wǎng)諧波。

在并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下，一個(gè)變流器單元將在功能上作為主機(jī)，其他作為從機(jī)，然后在不同單元之間建立起串行通信總線，每個(gè)單元都有自己的調(diào)制周期計(jì)數(shù)器，并且在串行通信消息的基礎(chǔ)上互相同步。

以這種方式，調(diào)制計(jì)數(shù)器可以同步工作。載波移相調(diào)制技術(shù)應(yīng)用在并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變流器中具有很大的優(yōu)勢(shì)[10]。當(dāng)一個(gè)模塊停止工作時(shí)，主控制器只是改變了相應(yīng)的載波相位角，并限制了系統(tǒng)的容量，其他模塊依然可以繼續(xù)工作，待機(jī)單元也可以被激活，并且可以實(shí)現(xiàn)全功率運(yùn)行。變流器機(jī)側(cè)并聯(lián)結(jié)構(gòu)PWM整流器的控制框圖如圖7所示。圖7中PMSG由兩個(gè)整流器并聯(lián)連接在轉(zhuǎn)子上，采用了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的dq控制，采用d軸沿轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶课恢枚ㄏ?。在這種方式下，d軸電流保持為零，得到最小電流和最大電磁轉(zhuǎn)矩。最佳有功功率或轉(zhuǎn)矩參考設(shè)置可根據(jù)最大功率跟蹤算法計(jì)算得到。兩組PWM信號(hào)采用單獨(dú)的電流控制器經(jīng)由載波相移同步產(chǎn)生。轉(zhuǎn)子位置由無位置傳感器的轉(zhuǎn)子位置觀測(cè)器供給。每個(gè)變流器模塊是相互獨(dú)立的，獨(dú)立得到轉(zhuǎn)子磁鏈位置。每個(gè)模塊的電流是平衡的，同步的，彼此配合產(chǎn)生最佳的總發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)矩。這種設(shè)置將減少平衡電流時(shí)所需要的大阻抗，并支持后續(xù)可能的擴(kuò)容要求。零序電流控制器已被集成到總控制器框圖中，如圖7所示。

圖7 變流器機(jī)側(cè)并聯(lián)拓?fù)涞目刂瓶傮w結(jié)構(gòu)

3 試驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提出的永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組的機(jī)側(cè)多整流器并聯(lián)運(yùn)行控制策略的有效性，基于 10kW 的PMSG原理樣機(jī)搭建了試驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)所提出的控制策略進(jìn)行了試驗(yàn)研究。樣機(jī)的具體參數(shù)如表1所示。數(shù)字控制器由主流的DSP和FPGA框架構(gòu)成，前者執(zhí)行解耦電流調(diào)節(jié)，零序電流控制和轉(zhuǎn)子位置估計(jì)算法，F(xiàn)PGA實(shí)現(xiàn)了一些保護(hù)功能。

表1 PMSG相關(guān)參數(shù)

前述已經(jīng)對(duì)并聯(lián)控制器進(jìn)行了描述。利用試驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)無零序電流控制和有零序電流控制這兩種情況分別進(jìn)行了測(cè)試和記錄。

如圖8所示，零序環(huán)流的峰值約6A，而單臺(tái)整流器的相電流峰值約為10A，因此環(huán)流的比例達(dá)到了總電流的30%。同時(shí)可以觀察到一個(gè)較強(qiáng)的零序相互作用。正是由于環(huán)流的存在使得同一相的分支電流波形失真，均流度較差，諧波增加。

圖8 無零序環(huán)流控制時(shí)的分支相電流和環(huán)流波形

在控制器中增加零序環(huán)流控制后，樣機(jī)系統(tǒng)在額定10kW運(yùn)行時(shí)的兩臺(tái)變流器機(jī)側(cè)電流波形和直流電壓波形如圖9所示。由圖9可以看出，并聯(lián)運(yùn)行后A相總電流峰值達(dá)到40A，分支電流為20A，電流波形質(zhì)量較高，均流度較好，諧波含量少，直流電壓穩(wěn)定在470V，波動(dòng)很小。

圖9 零序環(huán)流控制時(shí)的額定工況機(jī)側(cè)電流和直流電壓波形

在控制器中增加零序環(huán)流控制后，雙機(jī)并聯(lián)樣機(jī)系統(tǒng)在額定10kW運(yùn)行時(shí)的單臺(tái)變流器機(jī)側(cè)環(huán)流和網(wǎng)側(cè)環(huán)流波形如圖10所示。從圖10可以看出，零序環(huán)流得到了抑制，因此均流效果較好；只是高頻電流紋波仍然存在，但經(jīng)由濾波器得到了衰減，所以顯示機(jī)側(cè)環(huán)流和網(wǎng)側(cè)環(huán)流最大幅值都限制在5A以內(nèi)了。

圖10 零序環(huán)流控制時(shí)的額定工況下機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)環(huán)流波形

4 結(jié) 語

本文對(duì)永磁直驅(qū)風(fēng)電機(jī)組的機(jī)側(cè)多整流器并聯(lián)運(yùn)行控制進(jìn)行了相關(guān)研究?，F(xiàn)總結(jié)主要工作和結(jié)論如下：

(1) 推導(dǎo)了多臺(tái)整流器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的零序環(huán)流動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型及其相關(guān)表達(dá)式，為控制器設(shè)計(jì)提供了理論依據(jù)。

(2) 本文所設(shè)計(jì)的零序電流控制器能夠很好地對(duì)整流器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)產(chǎn)生的環(huán)流進(jìn)行抑制，并通過了試驗(yàn)驗(yàn)證。

(3) 根據(jù)本文提供的控制方案，整流器并聯(lián)系統(tǒng)不再需要大的阻抗進(jìn)行均流，因此具有較好的經(jīng)濟(jì)性。

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Control of Parallel Rectifiers for Direct-Drive Permanent Magnet Wind Power Generator

LüZhixiang

(Yangzhou Polytechnic Institute， Yangzhou 225127， China)

The capacity of the direct driven permanent magnet wind turbine was usually reached megawatt， and the parallel structure was the main solution for expansion. The generator side of the traditional wind power converter was always has an independent DC bus. Although it had the advantages of a simple controller， but the cost would higher and the volume would increase. Aiming at it， a new control schema of parallel rectifiers for a direct drive permanent magnet wind power generator had been proposed. The purpose of the controller was to suppress circulation current caused by asynchronization between the paralleled rectifiers. Therefore， the loop circulation current between the multiple rectifiers had been analyzed, and the dynamic of zero sequence current had been modeled at first. Then, the independent current controllers havd been designed， and it generated the pulse modulation signal to the rectifiers through the synchronous carrier phase shift generator. Each controller used the same rotor position observer， so as to realize the current of each module synchronization and equalization， and the total generator torque optimal matching. In order to verify the performances of the proposed controller， the platform based on 1.5MW wind power system was built， and some experiments had been done. The results showed that the rectifier modules of the converter operators well with the new controller， and the performances of the controller were good.

wind power； permanent magnet synchronous generator(PMSG)； parallel operating； zero sequence currents； common DC link

江蘇省揚(yáng)州市2015重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃項(xiàng)目(YZ2015084)

呂志香(1979—)，女，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)和新能源發(fā)電。

TM 461

A

1673-6540(2017)05- 0090- 08

2016-07-14