蔡志強,王 平

(重慶郵電大學 重慶市移動通信市級重點實驗室，重慶 400065)

一種基于缺陷地結構的雙單元MIMO天線陣寬帶解耦方法

蔡志強,王 平

(重慶郵電大學 重慶市移動通信市級重點實驗室，重慶 400065)

基于缺陷地結構互耦抑制機理，研究了手機移動終端雙單元多輸入多輸出(multiple input multiple output,MIMO)天線陣實現(xiàn)寬帶解耦方法。該方法是在T型分支上加載3對不同長度的開口槽線，形成1對L型單極分支和2對I型單極分支，分別在不同頻段內(nèi)實現(xiàn)解耦，再聯(lián)合實現(xiàn)寬帶解耦的方式。測試結果表明，以-6 dB的反射系數(shù)值為標準，帶寬能覆蓋低頻段75 MHz(685 MHz～760 MHz)和50 MHz(910 MHz～960 MHz)，高頻段880 MHz(1.65 GHz～2.53 GHz)，天線單元間的耦合程度小于-15 dB，滿足GSM900，LTE700，GSM1800，GSM1900，UMTS，LTE2300，LTE2500和2.4 GHz WLAN等常用通信頻段的帶寬需求，對于目前2G，3G，4G通信系統(tǒng)共存的市場局面也擁有良好的實際運用價值。該天線的增益在工作頻段0.51～2.45 dBi變化，效率在60%以上，顯示出了良好的輻射性能。

寬帶解耦；開口槽線；L/I型單極；移動終端；多輸入多輸出(MIMO)

0 引 言

多輸入多輸出(multipleinput multiple output,MIMO)技術在提高系統(tǒng)信道容量和數(shù)據(jù)傳輸速率上有著獨特的優(yōu)勢，一直以來成為各學者研究的重點。在傳統(tǒng)的MIMO通信系統(tǒng)中，基站端通常為多天線陣列，而移動手機終端僅考慮為單個天線多個用戶組成多天線信號收發(fā)系統(tǒng)，以此提升系統(tǒng)的信道容量，進而改善通信系統(tǒng)的通信質(zhì)量[1]。然而，受工作機理的限制，單用戶單天線結構難以滿足日益增長的通信質(zhì)量和容量需求，因而單用戶多天線結構布局研究就變得非常有必要。但受手機等移動終端有限空間和強耦合效應的影響，嚴重地限制了天線數(shù)量和通信質(zhì)量。因此，研究移動終端多天線的解耦技術才能有效地推動移動終端MIMO通信技術的發(fā)展。

近年來，多種解耦技術已被報道，如加載解耦電路網(wǎng)絡[2]，地平面分支[3]，耦合單元(包括加載特異性材料)[4-5]，缺陷地結構[6-7]，中和線技術(neutralization lines)[8]，等。雖然這些技術能降低陣元間的耦合效應，陣元間距也較小，但是僅實現(xiàn)了窄帶解耦，而寬帶解耦方式并未涉及。因為多種通信頻段的共存，比如需要同時覆蓋GSM900(880～960 MHz)/GSM1 800(1 710～1 880 MHz)/GSM1 900(1 850～1 990 MHz)/UMTS(1 920～2 170 MHz)/LTE2 300(2 300～2 400 MHz)等頻段，就需要單個天線的工作帶寬越來越寬，隨之也要求解耦的頻率范圍也越寬。因此，研究覆蓋多種無線通信頻段的寬帶解耦技術迫在眉睫。最近，清華大學杜正偉教授基于中和線技術，采用3根不同長度的連接線，3根連接線分別在不同頻帶實現(xiàn)解耦，并聯(lián)合形成寬帶的解耦方式[9]。雖然該方法能夠達到寬帶解耦的目的，但是結構復雜，3根中和線的寬度和位置參數(shù)對結構影響敏感，想要達到最佳的解耦效果所要求的中和線尺寸的仿真調(diào)試需要花費大量的時間。

缺陷地結構因其具有結構簡單、所占用的空間小、諧振頻段易于調(diào)節(jié)等優(yōu)點，一直以來被大量運用在移動終端解耦技術研究中。為此，該文基于缺陷地結構技術，在突出的T型地平面上加載3對不同長度開口槽線，形成1對L型單極和2對I型單極。I型和L型單極不僅使得2個天線單元在6 mm的間距下具有良好的隔離度，而且在工作頻段內(nèi)改善了阻抗匹配。測試結果表明，整個天線在低頻段(0.68～0.76 GHz,0.91～0.96 GHz)和高頻段(1.65～2.53 GHz)的頻帶陣元間耦合值小于-15 dB。

1 天線結構

建議的MIMO天線陣為單平面結構，采用成熟的印刷電路板技術即可實現(xiàn)。整個天線印刷在僅0.728 mm厚的低成本FR4介質(zhì)板上，介質(zhì)板的相對介電常數(shù)為4.4，正切損耗為0.02，滿足目前移動終端天線平面化的設計需求，如圖1所示。其中，地平面區(qū)域為60 mm×105 mm，天線陣覆蓋區(qū)域僅為15 mm×60 mm，陣元間邊緣間距為6 mm。圖1b描述了單個天線和開口槽線的結構，并附上最優(yōu)參數(shù)值。天線單元由位于介質(zhì)板頂層的激勵單元和分支單元以及底層的耦合單元組成，整個天線單元尺寸為15 mm×26 mm。每個天線單元均由50 Ω SMA連接頭饋電，其中激勵單元和耦合單元分別加載18 nH和13 nH的電感以改善天線阻抗匹配。為了提高天線陣元間的隔離度，3對不同長度開口槽線加載在兩天線單元間T型微帶分支上。為了降低設計難度，所有開口槽的寬度和槽線間隔均為0.5 mm，取3個開口槽的長度分別為18，21.8，24 mm，分別在不同的頻點諧振，形成寬帶的隔離效應。其隔離原理為在T型微帶分支上蝕刻開口槽線不僅阻斷地平面電流在兩天線單元間流動，也可因開口槽線諧振產(chǎn)生的輻射電磁波有效地抑制天線陣元間輻射場的耦合。

圖1 天線結構Fig.1 Antenna structure

2 參數(shù)分析

為了深入地理解該解耦網(wǎng)絡的去耦機制，該部分對相關參數(shù)進行參數(shù)分析。參數(shù)分析時僅一個參數(shù)發(fā)生變化，其他參數(shù)保持不變。

圖2給出了建議的雙單元MIMO天線陣的演化過程。圖3給出了圖2中每種天線陣結構的S參數(shù)曲線。從圖3可知，天線的阻抗匹配極差，且在高頻段，諧振頻段內(nèi)的能量傳輸系數(shù)(S12)最大。然而，當在地平面頂端加載T型分支時，結構見圖2b，不僅阻抗匹配得到了改善，而且能量傳輸系數(shù)也相應得到了降低。若在T型分支對稱地再加載3對I型開口槽線，形成1對L型分支線和2對I型分支線，如圖2c，天線的阻抗匹配和能量傳輸系數(shù)都獲得了進一步改善，即意味著2個天線輻射場的互干擾得到抑制。

圖2 解耦方法Fig.2 Decoupling methods

圖3 圖2中加載不同解耦網(wǎng)絡的S參數(shù)曲線Fig.3 Simulated reflection coefficient of the three antennas with different decoupling network shown in Fig.2

圖4描述了在T型地平面分支上分別加載：①開口槽1；②開口槽1和2；③開口槽1和2和3這3種組合方式時，天線端口反射系數(shù)曲線的變化規(guī)律。從圖4中可知，以-6 dB反射系數(shù)(S11)值為標準，在低頻段，不同組合的開口槽線對天線的阻抗匹配影響較小，而在高頻段，加載槽線1和加載槽線1和2這2種組合方式時的阻抗帶寬相對較寬。由于該文主要研究天線陣元間的寬帶解耦，因而應折中考慮阻抗匹配帶寬和隔離效應。

圖4 加載不同數(shù)量開口槽線時能量反射系數(shù)(S11)曲線Fig.4 S11 curves as etching different quantity of open-ended slots

圖5描述了在T型地平面分支上分別加載：①開口槽1；②開口槽1和2；③開口槽1和2和3這3種組合方式時，能量傳輸系數(shù)(S12)曲線的變化規(guī)律。圖5表明，隨著開口槽數(shù)量的增加，在低頻范圍能量傳輸系數(shù)(S12)參數(shù)變化甚微，而在高頻范圍，能量傳輸系數(shù)(S12)明顯降低，意味著兩天線間的耦合效應獲得了抑制。當僅加載開口槽線1時，在頻率為1.77～1.81 GHz能量傳輸系數(shù)(S12)高于-10 dB。當同時加載開口槽線1和2時，陣元間的耦合獲得了改善。若再加載開口槽線3時，耦合效應進一步獲得抑制，在工作頻帶內(nèi)能量傳輸系數(shù)(S12)曲線低于-13 dB。

3 仿真與測試結果

為了驗證設計的有效性，優(yōu)化設計的天線陣被加工，并采用安捷倫N5230A系列矢量網(wǎng)絡分析進行S參數(shù)測試，如圖6所示。圖7給出了天線陣的仿真和測試結果。從圖7中可知，仿真與測試值基本吻合，但也呈現(xiàn)出較小的誤差，誤差的主要來源可以概括為①SMA接頭粗糙的焊接；②室內(nèi)不理想的測試環(huán)境；③加工誤差；④介質(zhì)參數(shù)的誤差；⑤仿真算法的誤差等。測試結果表明，以S11<-6 dB為標準，低頻段覆蓋685～760 MHz頻段和910～960 MHz頻段，絕對帶寬分別為75 MHz和50 MHz；高頻段覆蓋1 650～2 530 MHz頻段，絕對帶寬為880 MHz。天線能夠覆蓋的通信頻段為LTE700(699～716 MHz)/GSM900(935～960 MHz)GSM1 800(1 710～1 880 MHz)/GSM1 900(1 850～1 990 MHz)/UMTS(1 920～2 170 MHz)/LTE2 300(2 300～2 400 MHz)等頻段，且陣元間的能量傳輸系數(shù)(S12)小于-15 dB。值得注意的是，雖然該天線陣不能完全覆蓋各無線通信頻段，但是簡單的寬帶解耦方法能夠應用到各種寬帶MIMO天線陣中。

圖5 加載不同數(shù)量開口槽線時能量傳輸系數(shù)(S12)曲線Fig.5 S12 curves as etching different quantity of open-ended slots

圖6 天線陣列實物圖Fig.6 Photograph of the antenna array

圖7 天線實際S參數(shù)測量值與仿真值對比Fig.7 Measured and simulated S-parameters of the proposed antenna array

為了分析介質(zhì)參數(shù)的誤差，本文仿真分析了相對介電常數(shù)對于S參數(shù)的影響。

圖8描述了不同相對介電常數(shù)介質(zhì)基板的能量反射系數(shù)(S11)曲線。從圖8中可以，看出隨著相對介電常數(shù)的增大，在低頻段天線單元的S11曲線變化較小。而在高頻段，低于以反射系數(shù)-6 dB為標準的帶寬范圍逐漸向左移動，即有效帶寬向低頻段移動，而最低波峰隨著相對介電常數(shù)的增大而逐漸降低，這些都與實際測量值的變化趨勢是相符合的。

圖8 不同相對介電常數(shù)反射系數(shù)曲線Fig.8 Reflection coefficient curves with variation permittivity

圖9為不同相對介電常數(shù)介質(zhì)基板的能力傳輸系數(shù)(S12)曲線。同樣地，隨著相對介電常數(shù)的增大，在低頻段的S12曲線呈現(xiàn)出下降的趨勢；而在高頻段隨著相對介電常數(shù)的增大，S12曲線的第一個波峰隨著降低，但是當相對介電常數(shù)從4.8變?yōu)?.2時波峰反而上升，為了增大天線間的隔離度應選擇他們之間的某一個值。

圖9 不同相對介電常數(shù)能量傳輸曲線Fig.9 Energy transmission coefficient curves with variation permittivity

綜合分析圖8和圖9，引入誤差的實際加工FR4介質(zhì)基板的相對介電常數(shù)為4.8～5.2。

圖10描述了天線陣列在0.73 GHz頻點的輻射方向圖。若天線單元1激勵時，天線單元2連接到50 Ω的匹配負載，反之亦然。從輻射方向圖可知，天線1和天線2是對稱輻射場。

圖10 0.73 GHz頻點輻射方向圖Fig.10 Normalized radiation patterns at 0.73 GHz

圖11 2 GHz頻點輻射方向圖Fig.11 Normalized radiation patterns at 2 GHz

圖12 天線單元在高頻段內(nèi)的增益以及效率Fig.12 Antenna gain and efficiency in the upper band

圖11描述了天線陣列在2 GHz頻點的輻射方向圖。圖11中表明，在XY平面，天線1和天線2的輻射方向圖主瓣朝著相反的方向，即兩天線輻射場的重合部分減少，實現(xiàn)高的隔離效應。天線的輻射能力在低頻段和高頻段都能夠近似覆蓋全方向空間，對于提高對抗多徑衰弱和系統(tǒng)穩(wěn)定性是十分有幫助的。

圖12描述了天線在工作頻段(1.65～2.53 GHz)內(nèi)的天線效率以及增益。從圖12中可知，天線增益在全部工作頻段0.51～2.45 dBi，效率全部在60%以上，顯示出了良好的輻射性能。

4 總 結

該文提出了一種基于缺陷地結構技術的雙單元MIMO天線陣寬帶解耦方法，即在T型接地平面上蝕刻3對不同長度的開口槽線，構成一對L型單極分支和2對I型單極分支，每個分支在各相鄰頻段內(nèi)進行電磁波耦合抑制，聯(lián)合實現(xiàn)寬帶解耦的方式。I型和L型單極不僅使得2個天線單元在6 mm的間距下具有良好的隔離度，而且在工作頻段內(nèi)改善了阻抗匹配。建議的雙單元MIMO天線陣被加工和測試，測試結果與仿真結果吻合較好，結果表明，兩天線在工作頻段內(nèi)的隔離度高于15 dB；天線效率高于60%；天線在工作頻段內(nèi)近似為全向輻射。由此可見，該寬帶解耦方法簡單易行，解耦效果較好，擁有良好的實際運用價值。

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(編輯：劉 勇)

A dual-antenna MIMO array wideband decoupling method using defected ground structure

CAI Zhiqiang，WANG Ping

(Chongqing Key Laboratory of Mobile Communication, Chongqing University of Posts and Telecommunications, Chongqing 400065, P.R. China)

In this paper, a wideband decoupling method of the dual-antenna MIMO array is studied for mobile terminals based on decoupling mechanism of defected ground structure. The method is to etch three pairs open-ended slots of various lengths on a T-shaped metal ground to form a pair of L-shaped monopole branches and two pairs of I-shaped monopole branches. These branches are designed to suppress the mutual coupling between antenna elements at different bands, which forms a wideband decoupling. Measured results show that, with -6 dB reflection coefficient as a standard, the operating bandwidths are 75 MHz(685 MHz～760 MHz), 50 MHz(910 MHz～960 MHz), 880 MHz(1.65 GHz～2.53 GHz), respectively. The measured mutual coupling between antenna elements is less than -15 dB at all frequency ranges, which meets the requirements of the GSM900, LTE700, GSM1800, GSM1900, UMTS, LTE2300, LTE2500, 2.4 GHz WLAN bands. Furthermore, it is also a good practical application in the market where 2G, 3G and 4G mobile communication system co-existed. Finally, the antenna gain is varied from 0.51 dBi to 2.45 dBi, and the efficiency is above 60% at working bands, which shows that MIMO array has a well radiation performance.

wideband decoupling; open-ended slot; L/I-shaped monopole; mobile terminals; multiple input multiple output(MIMO)

10.3979/j.issn.1673-825X.2017.02.006

2016-05-03

2016-10-11 通訊作者：王 平 wp@cqupt.edu.cn

港澳臺科技合作專項(2015DFT10170)；長江學者和創(chuàng)新團隊發(fā)展計劃(IRT1299)；重慶郵電大學博士啟動基金(A2015-08)

Foundation Items：The Hong Kong, Macao and Taiwan Science and Technology Cooperation Projects (2015DFT10170); The Program for Changjiang Scholars and Innovative Research Team in University (IRT1299); The Doctoral Fund of Chongqing University of Posts and Telecommunications (A2015-08)

TN828.6

A

1673-825X(2017)02-0176-06

蔡志強(1990-)，男，湖北武漢人，碩士研究生，主要研究方向為通信中的電磁理論與運用。E-mail: 278433504@qq.com。

王 平(1981-)，男，重慶璧山人，講師，博士，主要研究方向為天線與電波傳播，無線通信技術。E-mail: wp@cqupt.edu.cn。